Амплитудная модуляция заключается в. Теория радиоволн: аналоговая модуляция

где m=k AM S m /U mo – коэффициент амплитудной модуляции. На рис. 5 показаны модулированные сигналы с коэффициентами АМ, равными m=0,5 и m=1 соответственно. При стопроцентной амплитудной модуляции (m=1) имеют место максимальные изменения амплитуды модулированного сигнала: амплитуда изменяется от нуля до удвоенного значения.

Используя тригонометрическую формулу для произведения косинусов, выражение (3) можно представить в виде формулы (4). Все три слагаемые в правой части формулы (4) – гармонические колебания. Первое слагаемое представляет собой исходное немодулированное колебание (несущую). Второе и третье слагаемые называют, соответственно, верхней и нижней боковыми составляющими.

До настоящего времени в радиоэлектронике не разработано эффективных методов непосредственного перемножения двух или нескольких аналоговых сигналов. Поэтому при осуществлении амплитудной модуляции применяются косвенные методы перемножения с помощью нелинейных или параметрических цепей.

Одним из вариантов построения амплитудных модуляторов являются АМ на основе резонансных усилителей мощности, использующих эффект преобразования суммы модулирующего и несущего колебаний, подаваемых на безынерционный нелинейный элемент. Простейший АМ создают на основе нелинейного резонансного усилителя (рис. 6), включив на входе последовательно источники постоянного напряжения смещения U o , модулирующего сигнала е(t) и генератор несущего колебания U n (t), и настроив колебательный контур на несущую частоту ω o .

Для получения однотонального АМ-сигнала к входу модулятора необходимо приложить напряжение

Анализировать работу модулятора можно с помощью диаграмм токов и напряжений (рис. 7). Предположим, что сквозная характеристика транзистора (зависимость тока коллектора I к от напряжения база – эмиттер U бэ) аппроксимирована двумя отрезками прямых линий. Вследствие перемещения рабочей точки относительно напряжения смещения Uo по закону модулирующего сигнала е(t) происходит изменение угла отсечки тока в кривой несущего колебания. В результате импульсы коллекторного тока i к транзистора, отражающие изменение несущего колебания, оказываются промодулированными по амплитуде.

В спектре импульсов коллекторного тока транзистора содержится множество гармонических составляющих с частотами ω 0 и Ω, а также с кратными и комбинационными (суммарными и разностными составляю щими гармоник ω 0 и Ω) частотами. Резонансный контур должен иметь полосу пропускания Δω АМ = 2Ω для выделения из спектра импульсов коллекторного тока только гармоники с частотами ω 0 – Ω, ω 0 и ω 0 + Ω.

Рис. 7. Диаграммы токов и напряжений

2.2. Угловая модуляция

При угловой модуляции (angle modulation) в несущем гармоническом колебании u(t) = U m cos(wt+j) значение амплитуды колебаний U m остается постоянным, а информация s(t) переносится либо на частоту w, либо на фазовый угол j. И в том, и в другом случае текущее значение фазового угла гармонического колебания u(t) определяет аргумент y(t) = wt+j, который называют полной фазой колебания.

Фазовая модуляция (ФМ, phase modulation – PM).При фазовой модуляции значение фазового угла постоянной несущей частоты колебаний w o пропорционально амплитуде модулирующего сигнала s(t). Соответственно, уравнение ФМ – сигнала определяется выражением:

u(t) = U m cos,

(6)

где k – коэффициент пропорциональности. Пример однотонального ФМ–сигнала приведен на рис. 8.

При s(t) = 0, ФМ–сигнал является простым гармоническим колебанием и показан на рисунке функцией u o (t). С увеличением значений s(t) полная фаза колебаний y(t)=w o t+k×s(t) нарастает во времени быстрее и опережает линейное нарастание w o t. Соответственно, при уменьшении значений s(t) скорость роста полной фазы во времени спадает. В моменты экстремальных значений s(t) абсолютное значение фазового сдвига Dy между ФМ – сигналом и значением w o t немодулированного колебания также является максимальным и носит название девиации фазы (вверх Dj в = k×s max (t) или вниз Dj н = k×s min (t) с учетом знака экстремальных значений модулирующего сигнала).

Для колебаний с угловой модуляцией применяется также понятие мгновенной частоты (instantaneous frequency), под которой понимают производную от полной фазы по времени:

На (рис. 9) приведена схема фазового модулятора (аналогичная схема используется в радиостанции «Кама – Р»). Напряжение высокой частоты через автотрансформаторную связь поступает на первичный контур – катушку L1 и варикап V1. Далее, через конденсаторы связи С1, С2 напряжение подается на второй контур – L2, V2 и третий – L3, V3. Варикапы выполняют роль контурных конденсаторов.

При отсутствии модулирующего напряжения с микрофона (U=0) на варикапах действует постоянное напряжение смещения, которое устанавливается потенциометрами R10–R12. Напряжение смещения подбирается ток, чтобы каждый контур был настроен на частоту входного напряжения . Поэтому высокочастотное напряжение проходит все 3 контура, не получая дополнительного сдвига по фазе.

При появлении на выводах 1, 2 звукового напряжения U оно через разделительные конденсаторы С6–С8 подается на варикапы. Напряжение смещения суммируется с напряжением модуляции и емкости варикапов изменяются в такт со звуковым напряжением. Вследствие меняющейся расстройки колебательных контуров выходное напряжение оказывается промодулированным по фазе. Количество контуров определяет глубину модуляции.

Конденсаторы С3–С5 имеют малое сопротивление токам высокой частоты (короткое замыкание) и относительно большое для токов звуковой частоты. Благодаря этим конденсаторам и резисторам R4–R6 осуществляется развязка между высокочастотной и низкочастотной частями схемы.

При передаче сообщений телеграфом излучение высокочастотной энергии периодически прекращается и возобновляется. Этот процесс называется манипуляцией.

Частотная модуляция (ЧМ, frequency modulation – FM) характеризуется линейной связью модулирующего сигнала с мгновенной частотой колебаний, при которой мгновенная частота колебаний образуется сложением частоты высокочастотного несущего колебания w o со значением амплитуды модулирующего сигнала с определенным коэффициентом пропорциональности:

Уравнение ЧМ – сигнала:

u(t) = U m cos(ω o t+k s(t) dt +j o).

(8)

Аналогично ФМ, для характеристики глубины частотной модуляции используются понятия девиации частоты вверх Dw в = k×s max (t), и вниз

Dw н = k×s min (t).

Частотная и фазовая модуляция взаимосвязаны. Если изменяется начальная фаза колебания, изменяется и мгновенная частота, и наоборот. По этой причине их и объединяют под общим названием угловой модуляции. По форме колебаний с угловой модуляцией невозможно определить, к какому виду модуляции относится данное колебание, к ФМ или ЧМ, а при достаточно гладких функциях s(t) формы сигналов ФМ и ЧМ вообще практически не отличаются.

Схема частотного модулятора представлена на рис. 10.

При рассмотрении схемы следует сказать о том, что в отличие от амплитудной модуляции частотная модуляция осуществляется непосредственно в задающем генераторе передатчика. На рис. 10 показан упрощенный вариант схемы частотной модуляции с применением варикапа.

Варикап представляет собой специальной конструкции полупроводниковый диод. Если диод включить в обратном направлении, то его закрытый p–n переход может рассматриваться как конденсатор. Регулируя напряжение запирания, можно изменять емкость этого «конденсатора». На рисунке транзистор VT2 с колебательным контуром Ск, Lk и катушкой связи Lсв образуют генератор синусоидальных колебаний с самовозбуждением.

Так как параллельно контуру с конденсатором Ск через Ссв подключается емкость варикапа, то частота генерируемых колебаний в режиме «молчания» будет определяться следующим образом:

(9)

Здесь – емкость варикапа в исходном состоянии при отсутствии звукового напряжения .

Начальная емкость определяется начальным запирающим напряжением, которое равно напряжению на Rk при протекании тока покоя .

Модулятором в схеме является усилитель напряжения звуковой частоты на транзисторе VT1 с коллекторной нагрузкой и варикапом.

При воздействии на микрофон с коллекторной нагрузки Rk снимается звуковое напряжение , которое через высокочастотный дроссель L1 подается на варикап и изменяет его емкость и следовательно частоту генерируемых высокочастотных колебаний.

Конденсатором Ссb можно регулировать девиацию частоты генерируемых колебаний. Высокочастотный дроссель позволяет развязать высокочастотную часть схемы от низкочастотной, иными словами, исключить

попадание высокочастотного напряжения на коллектор транзистора усилителя низкой частоты.

2.3. Импульсная модуляция

Импульсная модуляция (ИМ) не является в действительности каким-то особым типом модуляции. Далее различают импульсную амплитудную и импульсную частотную модуляции. Здесь учитывают то, каким образом информация представлена - с помощью импульса или ряда импульсов. Можно рассматривать в качестве модулируемой величины амплитуду импульса или его ширину, или его положение в последовательности импульсов и т. д. Следовательно, существует большое разнообразие методов импульсной модуляции. Все они используют в качестве формы передачи или AM, или ЧМ.

Импульсная модуляция может быть использована для передачи как цифровых, так и аналоговых форм сигнала. Когда речь идет о цифровых сигналах, мы имеем дело с логическими уровнями (высоким и низким) и можем модулировать несущую (с помощью AM или ЧМ) рядом импульсов, которые представляют цифровое значение.

При использовании импульсных методов для передачи аналого­вых сигналов необходимо сначала преобразовать аналоговые данные в импульсную форму. Это преобразование также относится к модуляции, так как аналоговые данные используются для модулирования (изменения) последовательности импульсов или импульсной поднесущей. На рис. 11а показана модуляция синусоидальным сигналом последовательности импульсов.

Амплитуда каждого импульса в модулированной последовательности зависит от мгновенного значения аналогового сигнала. Синусоидальный сигнал можетбыть восстановлен из последовательности модулированных импульсов путем простой фильтрации. На рис. 11б графически показан процесс восстановления первоначального сигнала путем соединения вершин импульсов прямыми линиями. Однако восстановленная на рис. 11б форма колебаний не является хорошим воспроизведением первоначального сигнала из-за того, что число импульсов на период аналогового сигнала невелико. При использовании большего числа импульсов, т. е. при большей частоте следования импульсов по сравнению с частотой модулирующего сигнала, может быть достигнуто более качественное воспроизведение. Этот процесс амплитудно-импульсной модуляции (АИМ), относящийся к модуляции поднесущей последовательности импульсов, может быть выполнен путем выборки аналогового сигнала через постоянные интервалы времени импульсами выборки с фиксированной длительностью.

Импульсы выборки - это импульсы, амплитуды которых равны величине первоначального аналогового сигнала в момент выборки. Частота выборки (число импульсов в секунду) должна быть, по крайней мере, в два раза большей, чем самая высокая частота аналогового сигнала. Для лучшей воспроизводимости частота выборки обычно устанавливается в 5 раз большей самой высокой частоты модуляции.

АИМ является только одним типом импульсной модуляции. Кроме него существуют:

ШИМ – широтно-импульсная модуляция (модуляция импульсов по длительности);

ЧИМ – частотно-импульсная модуляция;

КИМ – кодово-импульсная модуляция.

Широтно-импульсная модуляция преобразует уровни выборок напряжений в серии импульсов, длительность которых прямо пропорциональна амплитуде напряжений выборок. Отметим, что амплитуда этих импульсов постоянна; в соответствии с модулирующим сигналом изменяется лишь длительность импульсов. Интервал выборки (интервал между импульсами) также фиксирован.

Частотно-импульсная модуляция преобразует уровни выборок напряжений в последовательность импульсов, мгновенная частота которых, или частота повторения, непосредственно связана с величиной напряжений выборок. И здесь амплитуда всех импульсов одинакова, изменяется только их частота. По существу это аналогично обычной частотной модуляции, лишь несущая имеет несинусоидальную форму, как в случае обычной ЧМ; она состоит из последовательности импульсов.

С качественной стороны амплитудная модуляция (AM) может быть определена как изменение амплитуды несущей пропорционально амплитуде модулирующего сигнала (рисунок 2, а).

Рисунок 2. Амплитудная модуляция (м<<н).

а - форма сигнала; б - спектр частот.

Для модулирующего сигнала большой амплитуды соответствующая амплитуда модулируемой несущей должна быть большой и для малых значений Ам. Как будет видно из дальнейшего, это является особым случаем более общего метода модуляции.

Произведением этих двух выражений является:

Уравнение (3) показывает, что амплитуда модулированной несущей будет изменяться от нуля (когда мt = 900, cos(мt)=0) до АнАм (когда мt = 0°, cos(мt)=1). Член Амcos(мt)Ан является амплитудой модулированных колебаний и прямо зависит от мгновенного значения модулирующей синусоиды. Уравнение (3) может быть преобразовано к виду

Это преобразование основано на тригонометрическом тождестве

Уравнение (4,a) представляет собой сигнал, состоящий из двух колебаний с частотами 1=н+м и 2=н-м и амплитудами. Переписывая выражение для модулированного колебания (4,a), получим

1 и 2 называются боковыми полосами частот, так как м обычно является полосой частот, а не одиночной частотой. Следовательно, 1 и 2 представляют собой две полосы частот -- выше и ниже несущей (рисунок 2, б), т.е. верхнюю и нижнюю боковую полосу соответственно. Вся информация, которую необходимо передать, содержится в этих боковых полосах частот.

Уравнение (4,б) было получено для особого случая, когда модулированный сигнал был результатом прямого перемножения ен на ем. В результате уравнение (4,б) не содержит компонента на частоте несущей, т.е. частота несущей полностью подавлена. Такой тип модуляции с подавленной несущей иногда преднамеренно проектируется в системах связи, так как это ведет к снижению излучаемой мощности. В большинстве таких систем излучается некоторая часть мощности на частоте несущей, позволяя тем самым приемному устройству настраиваться на эту частоту. Можно также передавать лишь одну боковую полосу, так как она содержит всю существенную информацию о модулирующем сигнале. Приемное устройство затем восстанавливает ем по модуляции одной боковой полосы.

Полное выражение, представляющее амплитудно-модулированное колебание в общем виде, имеет вид

Это выражение описывает как неподавленную несущую (первый член в правой части уравнения), так и произведение, т.е. модуляцию (второй член справа). Уравнение (6,a) можно переписать в виде

Последнее выражение показывает, как амплитуда несущей изменяется в соответствии с мгновенными значениями модулирующего колебания. Амплитуда модулированного сигнала Анм состоит из двух частей: Ан -- амплитуды немодулированной несущей и Амcos(мt) -- мгновенных значений модулирующего колебания:

Отношение Ам к Ан определяет степень модуляции. Для Ам=Ан значение Анм достигает нуля при cos(мt)=-1 (мt=180°) и Анм=2Ан при cos(мt)=1 (мt= 0°). Амплитуда модулированной волны изменяется от нуля до удвоенного значения амплитуды несущей. Отношение

определяет коэффициент модуляции. Для предотвращения искажений передаваемой информации -- модулированного сигнала -- значение m должно быть в пределах от нуля до единицы: 0m1. Это соответствует АмАн. (Для m=0 Ам= 0, т. е. нет модулирующего сигнала.) Уравнение (6,a) может быть переписано с введением m:

На рисунке 3, а показана форма модулированных колебаний и коэффициент модуляции m выражен через максимальное и минимальное значения ее амплитуды (пикового и узлового значений). Рисунок 3, б дает представление о спектре модулированных колебаний, который может быть выражен преобразованием уравнения (6):

Рисунок 3. Амплитудная модуляция.

а - форма сигнала; б - спектр модулированных колебаний

На рисунке 4 показан результат модуляции с коэффициентом m, превышающим 100%: m>1.

Рисунок 4. Результат модуляции (m>1)

В таблице 1 приведены амплитуда и мощность для каждой из трех частотных компонент модулированного колебания.

Таблица 1. Мощность и амплитуда АМ-колебаний.

Для 100%-ной модуляции (m=1) и мощности несущей 1 кВт полная мощность модулированных колебаний составляет 1 кВт+(1/2)2 кВт+(1/2)2 кВт=1,5 кВт. Отметим, что при m=1 мощность, заключенная в обеих боковых полосах, составляет половину мощности несущей. Аналогично при m=0,5 мощность в обеих боковых полосах составляет 1/8 мощности несущей. Указанное выше имеет место лишь для синусоидальной формы AM. Амплитудная модуляция может быть использована в передаче импульсных значений.

При обычной модуляции с двумя боковыми полосами, используемой в радиовещании, информация передается исключительно в боковых полосах. Для того чтобы получить, например, хорошее качество звука, необходимо работать в полосе частот шириной 2М, где М -- ширина полосы высококачественного воспроизведения звука (20--20 000 Гц). Это означает, что стандартное АМ-радиовещание, к примеру, с частотами до 20 кГц должно иметь ширину полосы ±20 кГц (всего 40 кГц), учитывая верхнюю и нижнюю боковые полосы. Однако на практике ширина полосы частот по правилам ФКС ограничивается величиной 10 кГц (5 кГц), которая предусматривает для радиопередачи звука ширину полосы всего лишь 5 кГц, что далеко от условий высококачественного воспроизведения. Радиовещание с частотной модуляцией, как это будет показано ниже, имеет более широкую полосу частот.

Федеральная комиссия связи также устанавливает допуски частоты всех распределений частот в США. Все АМ-радиовещание (535--1605 кГц) имеет допустимые отклонения в 20 Гц, или около 0,002%. Эта точность и стабильность частоты может быть достигнута путем использования кварцевых генераторов.

Детектирование или демодуляция АМ-колебаний требует выпрямления модулированного сигнала, сопровождаемого исключением несущей частоты с помощью соответствующей фильтрации. Эти две стадии воспроизведения модулирующего сигнала могут быть продемонстрированы па примере колебания, изображенного на рисунке 3, а. После выпрямления остается лишь половина колебания, а после фильтрации присутствует лишь его огибающая, которая является воспроизведенным сигналом.

Как сравнить различные методы модуляции с точки зрения производительности и применений? Давайте посмотрим.

Важно понимать основные характеристики трех типов радиочастотной модуляции. Но эта информация не существует изолировано - цель заключается в разработке реальных систем, которые эффективно отвечают требованиям производительности. Таким образом, мы должны иметь общее представление о том, какой метод модуляции подходит для конкретного приложения.

Амплитудная модуляция

Амплитудная модуляция проста в плане реализации и анализа. Кроме того, AM сигналы довольно легко демодулировать. В целом, тогда AM можно рассматривать как простую, недорогую схему модуляции. Однако, как обычно, простота и низкая стоимость сопровождаются компромиссами в производительности - мы никогда не ожидаем, что более простое и дешевое решение будет самым лучшим.

Возможно, я буду неточным, если опишу AM системы как «редкие», поскольку AM приемники присутствуют на бесчисленных транспортных средствах. Однако применения аналоговой амплитудной модуляции в настоящее время весьма ограничены, поскольку AM имеет два существенных недостатка.

Амплитудный шум

Шум - это постоянная проблема в беспроводных системах связи. В определенном смысле качество радиочастотного проекта можно суммировать по отношению сигнал/шум демодулированного сигнала: меньше шума в принятом сигнале означает более высокое качество (для аналоговых систем) или меньшее количество битовых ошибок (для цифровых систем). Шум присутствует всегда, и мы всегда должны признавать в нем основную угрозу для производительности системы.

Шум - случайный электрический шум, помехи, электрические и механические переходные процессы - воздействует на уровень сигнала. Другими словами, шум может создавать амплитудную модуляцию. И это является проблемой, поскольку случайную амплитудную модуляцию, возникающую из-за шума, нельзя отличить от преднамеренной амплитудной модуляции, выполняемой передатчиком. Шум является проблемой для любого радиосигнала, но AM системы особенно восприимчивы.

Линейность усилителя

Одной из основных проблем в разработке радиочастотных усилителей мощности является линейность (более конкретно, трудно добиться и высокой эффективности, и высокой линейности одновременно). Линейный усилитель применяет к входному сигналу определенный фиксированный коэффициент усиления; графически это выглядит так: передаточная функция линейного усилителя представляет собой просто прямую линию с наклоном, соответствующим коэффициенту усиления.

Прямая линия представляет собой отклик идеального линейного усилителя: выходное напряжение всегда равно входному напряжению, умноженному на фиксированный коэффициент усиления

У реальных усилителей всегда есть некоторая степень нелинейности, что означает, что на усиление, применяемое к входному сигналу, влияют характеристики входного сигнала. Результатом нелинейного усиления являются искажения, т.е. создание энергии на частотах гармоник.

Любая схема модуляции, которая включает в себя изменения амплитуды, более восприимчива к влиянию нелинейности. Это включает в себя как обычную аналоговую амплитудную модуляцию, так и широко используемые цифровые схемы, известные в совокупности как квадратурная амплитудная модуляция (QAM).

Угловая модуляция

Частотная и фазовая модуляции кодируют информацию во временны́х характеристиках передаваемого сигнала и, следовательно, устойчивы к амплитудному шуму и нелинейности усилителя. Частота сигнала не может быть изменена шумом или искажением. Могут быть добавлены дополнительные частотные составляющие, но исходная частота всё равно будет присутствовать. Разумеется, шум оказывает негативное влияние на FM и PM системы, но шум напрямую не искажает характеристики сигнала, которые использовались для кодирования низкочастотных данных.

Как упоминалось выше, разработка усилителя мощности включает в себя компромисс между эффективностью и линейностью. Угловая модуляция совместима с низколинейными усилителями, и эти низколинейные усилители более эффективны с точки зрения энергопотребления. Таким образом, угловая модуляция является хорошим выбором для маломощных радиочастотных систем.

Ширина полосы частот

Эффекты в частотной области от амплитудной модуляции более просты, чем от частотной и фазовой модуляций. Это можно считать преимуществом AM: важно иметь возможность прогнозировать ширину полосы частот, занимаемую модулированным сигналом.

Однако сложность прогнозирования спектральных характеристик FM и PM актуальна больше для теоретической части проектирования. Если мы сосредоточимся на практических соображениях, угловая модуляция может считаться выгодной, поскольку она может преобразовывать заданную ширину полосы частот низкочастотного сигнала в несколько меньшую (по сравнению с AM) ширину полосы частот передаваемого сигнала.

Частота против фазы

Частотная и фазовая модуляции тесно связаны; тем не менее, есть ситуации, когда одна из них лучше другой. Различия между ними более выражены при цифровой модуляции.

Аналоговые частотная и фазовая модуляции

Как мы видели в статье про фазовую модуляцию , когда низкочастотный модулирующий сигнал является синусоидой, PM сигнал представляет собой просто сдвинутую версию соответствующего FM сигнала. Поэтому неудивительно, что ни у FM, ни у PM нет никаких серьезных плюсов или минусов, связанных со спектральными характеристиками или восприимчивостью к помехам.

Однако аналоговая частотная модуляция гораздо более распространена, чем аналоговая фазовая модуляция, и причина в том, что схемотехника FM модуляции и демодуляции более проста. Например, частотная модуляция может быть реализована чем-то простым, таким как генератор, построенный с использованием катушки индуктивности и конденсатора, управляемого напряжением (т.е. конденсатора, который изменяет свою емкость в зависимости от напряжения низкочастотного модулирующего сигнала).

Цифровые частотная и фазовая модуляции

Различия между PM и FM становятся весьма значительными, когда мы входим в область цифровой модуляции. При первом рассмотрении - это частота битовых ошибок. Очевидно, что частота битовых ошибок любой системы будет зависеть от разных факторов, но если мы математически сравниваем двоичную PSK систему с эквивалентной двоичной FSK системой, мы обнаружим, что для двоичной FSK требуется передавать значительно больше энергии для достижения той же частоты битовых ошибок. Это является преимуществом цифровой фазовой модуляции.

Но обычная цифровая фазовая модуляция также имеет два существенных недостатка:

• Как обсуждалось в статье про цифровую фазовую модуляцию , обычная (то есть недифференциальная) PSK несовместима с некогерентными приемниками. FSK, напротив, не требует когерентного детектирования.
• Обычные схемы PSK, особенно QPSK, включают в себя резкие изменения фазы, которые приводят к резким изменениям амплитуды модулированного сигнала, а участки с высоким наклоном формы сигнала уменьшаются по амплитуде, когда сигнал обрабатывается фильтром нижних частот. Эти изменения амплитуды в сочетании с нелинейным усилением приводят к проблеме, называемой внеполосным излучением. Чтобы уменьшить внеполосное излучение, мы можем использовать более линейный (и, следовательно, менее эффективный) усилитель мощности или реализовать специализированную версию PSK. Или мы можем перейти на FSK, которая не требует резких изменений фазы.

Резюме

• Амплитудная модуляция проста, но она очень чувствительна к шуму и требует высоколинейного усилителя мощности.
• Частотная модуляция менее восприимчива к амплитудному шуму и может использоваться с более высокоэффективными усилителями с более низкой линейностью.
• Цифровая фазовая модуляция обеспечивает лучшую теоретическую производительность с точки зрения частоты битовых ошибок, чем цифровая частотная модуляция, но цифровая FM более выгодна в маломощных системах, поскольку не требует усилителя с высокой линейностью.

Амплитудно-модулированные (АМ) сигналы

Общая формула АМ сигнала имеет вид:

Величина m принято называть коэффициентом модуляции и показывает, какую часть от амплитуды напряжения несущей частоты U om составляет приращение амплитуды модулированного напряжения ΔU m .

Временная диаграмма АМ сигнала приведена на рис.3.1.24.

Общая формула показывает, что спектр амплитудно-модулированного (АМ) телœефонного сигнала состоит из суммы трех колебаний (см.также рис.3.1.24):

− несущей частоты f 0 ;

− верхней боковой (ВБП);

− нижней боковой полосы (НБП).

Ширина спектра АМ сигнала составляет 2 F мах (6,8 кГц), где F мах – максимальная частота в спектре модулирующего НЧ сигнала (3,4 кГц). Ширина спектра АМ сигналов радиовещательных станций может составлять до 9-10 кГц.

Рис.3.1.24. АМ сигнал и его спектр

Спектр АМ сигнала не рационален в двух отношениях.

В первую очередь, наличие мощного колебания несущей частоты, ĸᴏᴛᴏᴩᴏᴇ используется лишь при детектировании сигнала в приемнике. При коэффициенте модуляции 100% 2/3 мощности передатчика приходится на долю несущей частоты и 1/3 на долю двух боковых полос частот.

Во-вторых, боковые полосы частот АМ сигнала дублируют друг друга. По этой причине достаточно передать одну боковую полосу частот (верхнюю или нижнюю – ВБП или НБП), ᴛ.ᴇ. перейти на однополосную телœефонную передачу.

Спектр однополосного сигнала (рис.3.1.25) занимает полосу частот, в два раза меньшую полосы частот обычного АМ сигнала. В спектре однополосного сигнала отсутствуют одна боковая полоса и несущая частота f 0 .

Рис.3.1.25. Однополосные сигналы

На рис.3.1.25. показан спектр однополосного ТЛФ сигнала с ВБП с полностью подавленной несущей (а) и спектр однополосного сигнала с НБП с частично подавленной несущей при вторичном уплотнении канала связи двумя ТЛГ каналами (б)

Несущее колебание должна быть частично (передача с пилот-сигналом) или полностью подавленным. Для приема таких сигналов применяются приемные устройства, в которых производится восстановление несущего колебания.

Однополосные передачи имеют ряд преимуществ:

а) Спектр частот для передачи одного телœефонного канала в два раза меньше по сравнению со спектром частот с АМ. Это позволяет в приемном устройстве иметь узкую полосу пропускания, что повышает качество приема, в особенности при наличии радиопомех.

б) Увеличивается возможное количество каналов связи в одном и том же диапазоне частот.

в) При однополосной передаче получается значительный энергетический выигрыш:

− на передающем конце получается выигрыш, эквивалентный увеличению мощности передатчика в 4 раза;

− полоса пропускания приемника уменьшается в 2 раза, а это эквивалентно выигрышу по мощности в 2 раза;

− потребление энергии от источников питания однополосным передатчиком уменьшается в виду того, что в момент молчания излучения электромагнитной энергии нет; это дает выигрыш по мощности еще на 25%;

− на коротких волнах в пункте приема при обычной амплитудной модуляции нарушаются фазовые соотношения между несущей частотой и боковыми составляющими, это приводит к замираниям сигналов; при однополосных передачах эти замирания значительно уменьшаются, что дает выигрыш в мощности передатчика примерно в 2 раза.

Τᴀᴋᴎᴍ ᴏϬᴩᴀᴈᴏᴍ, для радиотелœефонной однополосной работы получается выигрыш в мощности передатчика по сравнению с обычным АМ примерно в 10-20 раз.

Однополосную радиотелœефонную связь труднее перехватывать и прослушивать.

Однополосная передача является помехозащищенной ввиду значительного выигрыша по мощности полезного сигнала.

АМ и однополосные сигналы применяются в основном в КВ диапазоне. Однополосные сигналы – основные сигналы применяемые в военных системах связи, в т.ч. с программной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).

Частотно-модулированный сигнал – представляет собой ВЧ сигнал, в спектре частот которого присутствуют несущая частота f o и множество боковых частот f o ± F; f o ± 2F; f o ± 3F и т.д. при воздействии на f o сигналом тональной частоты F.

В случае если при модуляции воздействует спектр звуковых частот, то спектр ЧМ колебания (рис.3.1.26) будет шире и весь промежуток будет заполнен комбинационными частотами. Максимальное приращение частоты радиосигнала (Δf m) относительно ее исходного значения принято называть девиацией частоты . Соотношение амплитуд в данном спектре зависит от индекса частотной модуляции М, который определяется по формуле:

Спектр ЧМ телœефонного сигнала шире спектра амплитудно-модулированного сигнала, зависит от индекса модуляции (от величины управляющего модулирующего напряжения) и мало зависит от ширины полосы модулирующего сигнала.

2 Δf чм = 2(М+1)F или 2 Δf чм =2 Δf max +2 F max

ЧМ сигналы в основном применяются в УКВ диапазоне. Временная диаграмма ЧМ сигнала также приведена на рис.3.1.26.

Рис.3.1.26. ЧМ сигнал и его спектр

Фазовую модуляцию можно рассматривать как разновидность частотной модуляции. При фазовой модуляции изменяется фаза высокочастотного колебания.

В качестве переносчика сообщений может использоваться периодическая последовательность радиоимпульсов, которая характеризуется амплитудой, длительностью, частотой следования импульсов, положением импульсов во времени относительно положения импульсов немодулированной последовательности, то есть фазой импульсов.

Изменяя один из перечисленных параметров, можно получить четыре базовых вида импульсной модуляции: амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ), частотно-импульсную модуляцию (ЧИМ), фазоимпульсную модуляцию (ФИМ), модуляцию импульсов по длительности (ДИМ). Импульсные виды модуляции широко используются в многоканальных радиорелœейных и тропосферных линиях связи.

Рассмотренные виды передач в настоящее время являются простейшими, незащищенными от радиоперехвата с целью получения доступа к информации, а каналы связи имеют низкую пропускную способность и помехозащищенность.

Сегодня ведущая роль принадлежит цифровым видам связи. В общем случае, любой сигнал должна быть преобразован последовательность дискретных сигналов – электрических импульсов постоянного тока (цифровую форму), закодирован кодовыми комбинациями (зашифрован), сжат и передан по каналу связи. На приемном пункте производится обратное преобразование и восстановление сигнала, включая исправление обнаруженных ошибок.

Возможности возбудителя определяются его назначением. Количество видов формируемых сигналов существенно влияет на сложность устройств формирования сигналов.

Диапазон частот и шаг сетки. Диапазон частот определяется назначением возбудителя. Он должен охватывать диапазоны частот всœех передатчиков, для которых предназначен возбудитель. В современных возбудителях обеспечивается дискретная установка частоты с определœенным интервалом-шагом сетки. Шаг сетки обычно выбирается кратным 10 Гц: 10 Гц, 100 Гц. 1 кГц. Величина шага сетки соизмеряется с шириной спектра самого узкополосного сигнала, применяемого в возбудителœе. Таким сигналом является сигнал при амплитудном телœеграфировании (А-1). Ширина его спектра при скорости телœеграфирования 15-20 Бод составляет примерно 45-60 Гц. Необходимо, чтобы сигналы двух передатчиков, работающих на сосœедних частотах, были без заметного влияния приняты приемниками своих корреспондентов. По этой причине для многих возбудителœей достаточно иметь шаг сетки 100 Гц. При этом, в случае если предполагается применение телœеграфирования с очень малыми скоростями, может оказаться крайне важно й сетка частот с шагом 10 Гц.

Стабильность частоты. Требования по стабильности частотывозбудителя в основном определяются видом применяемых сигналов. Наиболее высокая стабильность частоты необходима при формировании однополосных сигналов, когда телœефонный канал уплотняется много-канальной телœеграфной иди другой аппаратурой. В этомслучае допускается расхождение несущих частот в радиолинии не более 10-12Гц. Следовательно, абсолютная нестабильность частоты возбудителя должна быть порядка 5-6 Гц. Стабильность частоты возбудителя определяется синтезатором и прежде всœего – применяемым в нем опорным генератором.

Уровень побочных колебаний и шума. Учитывая, что усилительный тракт передатчика должна быть широкополосным, к возбудителюпредъявляются очень жесткие требования по подавлению побочных колебаний и шума на выходе. Выходное колебание идеального возбудителя. должно содержать только один полезный компонент – сигнал. При отсутствии, модуляции - это гармоническое колебание, спектр которого состоит из одной спектральной линии. Спектр выходного колебания реального возбудителя включает в себя спектр полезного сигнала, множество узкополосных спектров побочных колебаний и сплошной спектр шумов.

Источниками шумов и побочных колебаний в возбудителœе являются синтезаторы итракт формирования и преобразования частоты сигнала. Особенно опасны побочные колебания, образующиеся а последнем смесителœе возбудителя, так как их подавление в выходных цепях возбудителя сопряжено с большими трудностями.

По существующим нормам подавление побочных колебаний шумов должно быть не менее 80 дБ в области частот, примыкающей к рабочей частоте возбудителя (при расстройке от +- 3,5 кГц до +- 25 кГц, при больших расстройках подавление должно возрастить до 100-140 дБ.

Время перестройки. В возбудителях, где применяется запоминание нескольких рабочих частот и автоматический переход с одной рабочей частоты на другую, достигается время перестройки в пределах 0,3-1 с. Время перестройки определяется прежде всœего синтезатором и зависит от его типа и структуры, метода установки частоты и применяемой системы автоматического управления возбудителœем.

Основные методы синтеза частот

В синтезаторах частот, применяемых в технике радиосвязи частота выходного колебания принимает множество дискретных значений с равномерным интервалом - шагом сетки.

В первых выработках для создания дискретного множества рабочих частот использовалось такое же множество кварцевых резонаторов, комму-тируемых в схеме автогенератора взависимости от требуемой рабочей частоты. Этот принцип кварцевой стабилизации в диапазоне частот получил название "кварц-волна ", так как для каждой рабочей частоты применялся свой кварцевый резонатор.
Размещено на реф.рф
Недостатки этого метода очевидны: требуется большое количество кварцевых резонаторов, а в данном случае невозможно обеспечить высокую стабильность частоты генерируемых колебаний.

В последующих выработках стремились yмeньшить число кварцевых резонаторов за счёт преобразования частоты входных колебаний, построенные по так называемой интерполяционной схеме. Структурные схемы устройства, отображающие данный метод синтеза показаны на рис.3.1.27, 3.1.28.

Рис.3.1.27. Интерполяционные схемы кварцевых генераторов

Рис.3.1.28. Формирование сетки частот

Можно показать, что относительная нестабильность частоты выходного колебания в основном определяется относительной нестабильностью более высокочастотного генератора (Г1). Это значит, что требования к стабильности частоты менее высокочастотного генератора (Г2) бывают менее жесткими, чем к генератору Г1.По этой причине при синтезе частот в схеме рис. 3.1.27. иногда в качестве генератора Г2 применяют обычный LC- генератор плавного диапазона (ГПД) (Рис.3.1.29).

Рис.3.1.29. Схема с генератором плавного диапазона

В этом случае обеспечивается непрерывное изменение частоты выходного колебания без существенного ухудшения стабильности частоты, достигнутой в генераторе Г1. Недостатком синтезатора, собранного по схеме рис. 3.1.27 – 3.1.29 , является достаточно большое число применяемых кварцевых резонаторов. При таком методе синтеза частот трудно обеспечить относительную нестабильность частоты выходного колебания меньше чем 10 -5 – 10 -6 . В случае если требуется более высокая стабильность частоты, то оказывается значительно проще и экономичнее применять в синтезаторе частот один высокостабильный опорный кварцевый автогенератор.

Практические схемы синтезаторов частот, разработанные до настоящего времени, весьма разнообразны, но пометоду образова­ния выходного колебания их можно разделить на две основные группы:синтезаторы, выполненные на базе метода прямого синтеза и синтезаторы, выполненные на базе метода косвенного синтеза . Синтезатор частоты считается выполненным на базе метода прямого синтеза, еслион не содержит автогенераторов иего выходные колебания получаются в результате суммирования, умножения и делœения частоты входных колебаний, поступающих от эталонного генератора, или датчиков опорных частот. Другое название этого метода - пассивный синтез частот .

При косвенном синтезе выходное колебание синтезатора создает автогенератор, нестабильность частоты которого устраняется. С этой целью частота генератора с помощью системы (тракта) приведения преобразуется к частоте некоторого эталона, сравнивается с этим эталоном, и полученная ошибка используется для устранения нестабильности генератора. В схемах автоподстройкой частоты данный генератор принято называть управляемым, а в схемах с компенсацией нестабильности частоты - вспомогательным. Другое название метода косвенного синтеза - активный синтез .

В синтезаторах косвенного синтеза приведение частоты генератора к эталону может осуществляться путем ряда преобразований частоты, где с помощью колебаний от датчиков опорных частот производится последовательное уменьшение (вычитание) частоты. Такой тракт приведения называют трактом вычитания частоты.

Приведение частоты генератора к эталону может производиться и путем делœения частоты, причем в настоящее время в качестве делителœей частоты применяются делители типа счетчиков импульсов построенные на базе цифровых интегральных схем. По этой причине синтеза­торы с трактом делœения частоты принято называть цифровыми.

Простейшая схема синтезатора, собранного по методу прямого синтеза показан на рис. 3.1.30. Синтезаторсодержит несколько датчиков опорных частот, каждый из которых дает на своем выходе колебание одной из десяти частот. Колебания от датчиков поступают на смеситель, на выходе смесителя с помощью полосового фильтра выделяется комбинационное колебание суммарной частоты.

Рис.3.1.30. Синтезатор по методу прямого синтеза

Структурная схема синтезатора, выполненного на базе метода косвенного синтеза и содержащего тракт вычитания, показана на рис.3.1 31. Выходное колебание синтезатора создает ГПД. В тракте приведения частоты ГПД к эталону частота ГПД понижается. В фазовом детекторе (ФД) происходит сравнение преобразованной частоты ГПД и частоты эталонного колебания.

Рис.3.1.31. Синтезатор по методу косвенного синтеза

Синтезатор, выполненный по методу косвенного синтеза, позволяет получить меньший уровень побочных излучений, так как проще реализуется их фильтрация.

Любой синтезатор содержит датчикопорных частот. Датчик по своему назначению тоже является синтезатором, только функции его ограничены формированием всœего десяти частот. Датчики строятся, так же как и синтезатор в целом, на базе методов прямого или косвенного синтеза. Чаще применяются наиболее простые схемы прямого синтеза, напримep, умножители частоты. Иногда датчики формируют 100 иболее опорных частот, тогда их устройство усложняется идля построения применяются оба метода синтеза частот.

В синтезаторах, построенных по методу косвеннoгo синтеза для автоматической перестройки ГПД применяется так называемое устройство поиска, ĸᴏᴛᴏᴩᴏᴇ изменяет частоту ГПД до попадания ее в полосу захватывания системы ФАП (или ЧАП). Устройство поиска обычно вырабатывает пилообразное напряжение, ĸᴏᴛᴏᴩᴏᴇ подается на реактивный элемент ГПД и изменяет частоту ГПД в широких пределах. Оно включается при больших расстройках, когда на выходе фазового детектора отсутствует постоянная составляющая напряжения. После установления синхронизма в системе устройство поиска выключается, но управляющее напряжение, соответствующее моменту окончания поиска, запоминается и подается на реактивный элемент ГПД. В процессе дальнейшей работы начальная частота ГПД(частота ГПД при разомкнутом кольце ФАП может изменяться в более широкой полосœе, чей полоса захватывания, но не должна уходить за границы полосы удержания.

В современных синтезаторах перестройка ГПД, производятся с помощью варикапов и пределы ее ограничены. Реально полоса пе- рестройки составляет 10-30% от средней частоты ГПД, в связи с этим в широкополосных синтезаторах применяется не один, а несколько управляемых генераторов. Каждый из них работает в определœенном участке диапазона частот, переключение генераторов происходит автоматически, исходя из установленной частоты.

Принцип компенсации и его использование при построении синтезаторов.

В ряде современных возбудителœей и радиоприемников припо­строении тракта стабилизации частоты применяется метод компенсации. Сущность этого метода состоит в том, что в создании сетки стабильных частот участвует вспомогательный нестабилизированный генератор, ошибка настройки которого компенсируется при формировании частоты, выходного сигнала.

Структурные схемы наиболее простого устройства, где исполь­зуется метод компенсации, показаны на рис3.1.32,3.1.33. Такую схему часто называют компенсационной или схемой с двойным преобразованием частоты, она обеспечивает эффективную фильтрацию полезного колебания.

Задача данного устройства состоит в следующем: на вход подается гармоническое колебание со стабильной частотой, на выходе крайне важно получать гармонику этого колебания с номером К.

В формирующем устройстве из гармонического колебания создается последовательность коротких импульсов с периодом То= 1/fо. Фильтр Ф1 играет в данной схеме вспомогательную роль. Этот фильтр обеспечивает предварительное выделœение группы гармоник вблизи гармоники с номером К, а, главное, обеспечивает подавление тех гармоник, которые могут служить зеркальной помехой для рассматриваемого устройства.

Вспомогательный генератор настраивается так, чтобы в смесителœе СМ-1 преобразовать гармонику Кfо в промежуточную частоту fпр = fг –Кfо, лежащую в полосœе пропускания фильтра Ф2 (рис.3.1.34).

При этом сосœедние гармоники с номерами (К+1) и (К-1) имеют промежуточные частоты, лежащие за пределами полосы пропускания фильтра, и в связи с этим эффективно подавляются.

Фильтр Ф2 настраивается на фиксированную частоту fпр, он должен иметь полосу пропускания шириной не более чем fо и достаточно большое затухание за пределами этой полосы.

При втором преобразовании частоты в СМ2 выделяется колебание с частотой fвых = fг – fпр, но учитывая, что fпр= fг – Кfо, то fвых= Кfо. Фильтр Ф3 настраивается на частоту Кfо и предназначен для подавления побочных колебаний, возникающих на выходе СМ2.

Чтобы изменить частоту выходного колебания, достаточно перестроить вспомогательный генератор.

Цифровые синтезаторы частоты

За последние годы широкое распространение получили синтезаторы, выполненные на базе метода косвенного синтеза с трактом делœения частоты и импульсно - фазовой автоподстройкой частоты генератора плавного диапазона. В этих синтезаторах большая часть элементов выполняется на цифровых интегральных элементах, в связи с этим синтезаторы с трактом делœения частоты принято называть цифровыми.

Структурная схема цифрового синтезатора представлена на рис.3.1.35.

На этой схеме ГПД - управляемый генератор, создающий гармонические колебания, ФУ - формирующие устройства, преобразующие гармонические колебания в последовательность импульсов с той же частотой следования, ДПКД - делитель с переменный коэффициентом делœения, ИФД - импульсно-фазовый детектор, fо - частота опорного колебания, которая является частотой сравнения.

Колебания ГПД, преобразованные в импульсную последовательность с частотой следования fг поступают на ДПКД, где происходит делœение частоты следования импульсов. На выходе ДПКД, имеющего коэффициент делœения N, формируется новая последовательность с частотой следования импульсов fг/ N, которая поступает на один из входов ИФД. На второй вход ИФД подается импульсная последовательность с эталонной частотой следования fо.

В ИФД происходит сравнение этих колебаний. В стационарном режиме при наступлении синхронизма в системе обеспечивается равенство частот входных импульсных последовательностей fо=fг/ N.

Настройка ГПД на номинальную частоту fг= fо N происходит автоматически за счёт того, что ИФД создает управляющее напряжение, зависящее от разности фаз сравниваемых колебаний.

Для изменения частоты ГПД достаточно изменить коэффициент делœения. При изменении коэффициента делœения ДПКД от Nмин до Nмакс частота выходного колебания синтезатора изменяется в пределах от fгмин=N мин fо до fмакс=N макс fо (с шагом fо).

На рис. 3.1.36 представлены другие возможные схемы диапазонных возбудителœей с автоматической подстройкой частоты (частотной – ЧАП и фазовой - ФАП). На рис. 3.1.36: ФНЧ – фильтр нижних частот; ЧД – частотный детектор; ГПД – генератор плавного диапазона; СМ – смеситель; УУ – управляющее устройство; ФД – фазовый детектор.

Усилители мощности

Высокочастотные усилители мощности бывают перестраиваемыми и не перестраиваемыми по частоте.

В схеме перестраиваемого резонансного усилителя обязательным элементом является колебательный контур с элементами согласования связи с антенной, перестройка которых осуществляется путем изменения индуктивности катушек или емкостей конденсаторов общей резонансной системы. Для получения максимального усиления колебательный контур настраивается вручную или автоматически на частоту сигнала возбудителя, что снижает быстродействие станции и позволяет обеспечить подавление только на одной частоте. Такие усилители применялись в станциях помех старого парка.

От этого недостатка избавлены широкополосные усилители мощности (ШПУ), которые применяются на всœех современных серийных станциях помех и выполнены по схеме усилителя с распределœенным усилением (УРУ) и представляют из себяусилитель бегущей волны (Цыкин Г.С. Усилители электрических сигналов.- 2-е изд., переработ.- М.: Энергия, 1969.- 384с.: ил.).

В ШПУ сигналы возбудителя усиливаются без перестройки во всœем рабочем диапазоне, что повышает быстродействие любого типа станции и позволяет создавать квазиодновременные помехи на нескольких частотах. При этом для исключения излучения побочных сигналов (гармоник основной частоты) на выходе усилителя включаются фильтры подавления гармоник (ФПГ). Число фильтров определяет число поддиапазонов передатчика. Οʜᴎ переключаются с помощью высокочастотных релœе автоматически или вручную.

Принцип построения основного усилительного тракта таких передатчиков поясняется принципиальной схемой УРУ (рис.3.1.37). Простейшим путём является построение усилителœей с нагрузкой в виде фильтра нижних частот - усилителœей с распределœенным усилением.

УРУ представляют из себяустройство с параллельным включением усилительных ламп через посредство искусственных линий. Входные и выходные ёмкости ламп входят в качестве элементов длинных линий и не оказывают ограничивающего влияния на верхнюю частоту полосы пропускания усилителя. Усилители строятся по однотактным и двухтактным схемам.

Усилитель имеет две линии передачи (сеточную и анодную) и усилительные элементы, выходные мощности которых суммируются на общей нагрузке. Отрезки линий передачи могут выполняться в виде фильтров нижних частот, как на рисунке, или в виде полосовых фильтров.

Сигнал, приложенный к входу схемы, распространяется вдоль сеточной линии передачи из идентичных фильтров, образованных индуктивностями L с и ёмкостями С с . К каждой секции линии присоединœены сетки соответствующих ламп.

Сеточная линия на конце нагружена сопротивлением R с , равном волновому

Этим обеспечивается в линии режим бегущей волны, а входное сопротивление линии остаётся постоянным в рабочем диапазоне частот усилителя.

Анодная линия выполнена аналогично сеточной, а волновое сопротивление определяется индуктивностью L А и ёмкостью С А .

С обоих концов анодная линия нагружена на сопротивления R А1 = R А2 = , в связи с этим в анодной линии имеет место двухсторонний режим бегущей волны.

Волна входного сигнала, распространяясь вдоль сеточной линии, возбуждает в анодной линии по две волны от каждой лампы. Одна из этих волн распространяется влево (по схеме) и поглощается согласующим (балластным) сопротивлением R А1 , а вторая достигает сопротивления нагрузки R А2 и выделяет на нём полезную мощность. Необходимым условием работы должно быть одинаковое время задержки сигнала анодной и сеточной линий.

При наличии двухстороннего согласования анодной линии происходит синфазное сложение токов каждой линии в нагрузке. Поскольку ток каждой лампы разветвляется, то общий суммарный ток (от всœех ламп) первой гармоники в нагрузке будет в два раза меньше.

В схеме УРУ происходит сложение коэффициентов усиления каскадов, а не перемножение. Из энергетических соображений в УРУ целœесообразно применять большое количество ламп.

Амплитуда напряжения на нагрузке не зависит от числа ламп в усилителœе и не может превысить величину U н = I А .

УРУ обладают повышенной надёжностью, так как сохраняют работоспособность при выходе из строя отдельных ламп. При этом при этом несколько ухудшаются амплитудно-частотные характеристики из-за изменения ёмкости лампы, подключаемой к линии.

В качестве согласующих элементов УРУ с антенной (по виду ʼʼвыход-входʼʼ и по выходному и входному сопротивлениям) применяются специальные симметрирующие и согласующие трансформаторы.

В усилителях мощности используется специальное устройство управления, блокировки и сигнализации (УБС).

УБС обеспечивает:

− принудительное включение (выключение) питающих напряжений в строгой последовательности;

− отключение питающих напряжений при опасных режимах (перегрузка по току блоков питания, обрыв или короткое замыкание в ВЧ тракте передачи энергии, не эффективная работа принудительной системы охлаждения);

− защиту обслуживающего персонала от доступа к токоведущим частям, находящимся под высоким напряжением;

− сигнализацию о выполненных операциях и неисправностях и др.

Контрольные вопросы

1.Какие требования предъявляются к радиопередающим устройствам? 2.Чем обусловлена крайне важно сть применения многокаскадной схемы построения КВ передатчиков?

3.Каковы особенности построения схем возбудителœей КВ и УКВ передатчиков?

4.Дать классификацию схем генераторов с самовозбуждением.

5.Каковы свойства кварцевых резонаторов?

Амплитудно-модулированные (АМ) сигналы - понятие и виды. Классификация и особенности категории "Амплитудно-модулированные (АМ) сигналы" 2017, 2018.

Как известно, АМ - вид модуляции, при которой амплитуда несущего сигнала изменяется по закону модулирующего (информационного) сигнала. Существует немало источников с теоретическим и практическим описанием АМ. Описание даётся, прежде всего, для того, чтобы показать частотный состав АМ сигнала. В качестве модулирующего сигнала обычно рассматривают однотональный сигнал. Данный сигнал задаётся простой функцией синуса. У меня всегда спрашивали, да и я задавался вопросом, как описать АМ на случай, если в качестве модулирующего сигнала будет произвольный сигнал. Именно произвольный сигнал, частотный спектр которого состоит из множества компонент, представляет интерес, так как АМ применяется в радиовещании для передачи звука.

Попробуем описать АМ для вышесказанного случая, принимая во внимание, что модулирующий сигнал можно представить, как непрерывную сумму простых однотональных сигналов разных частот с различными амплитудами и фазами. Не вдаваясь в тонкости математического анализа, данный сигнал можно записать как непрерывную сумму (интеграл) Фурье:

Где – верхний предел частоты сигнала (полоса модулирующего сигнала), - переменная интегрирования, отвечающая за частоту, причём . Функции и - амплитуда и фаза компоненты сигнала на частоте .

Подынтегральное выражение данной формулы представляет собой т.н. тригонометрическую свёртку в амплитудно-фазовый вид слагаемого ряда Фурье, в который можно разложить сигнал. Интеграл в (1) можно назвать интегралом Фурье, так как, фактически, это непрерывная сумма, т.е. непрерывный ряд Фурье, в который раскладывается исходный сигнал. Разложение сигнала в подобный ряд даёт представление о частотном составе этого сигнала. Таким образом, исходный модулирующий сигнал представлен в виде непрерывной суммы синусоид (в данном случае для удобства - ) различных частот от до , каждая из них имеет свою амплитуду фазовый сдвиг . Функция представляет собой частотный спектр исходного сигнала .

Стоит отметить, что сигнал рассматривается на ограниченном промежутке времени . Вообще говоря, если речь идёт о звуковом сигнале, то, как правило, частотный спектр имеет практический смысл рассматривать для очень коротких фрагментов сигнала. Очевидно, чем больше по времени продолжительность сигнала, тем больше низкочастотных (приближающихся к нулю) компонент будут фигурировать в спектральном составе, что нельзя сопоставить со звуковыми частотами в слышимом диапазоне.

Кроме модулирующего сигнала имеется тональный сигнал, представляющий собой несущее колебание с частотой , амплитудой и нулевой начальной фазой:

Причём . Действительно, в радиовещании частота несущей во много раз больше полосы передаваемого сигнала.

Теперь перейдём непосредственно к процессу амплитудной модуляции.

Известно, что АМ сигнал есть результат перемножения сигнала несущей и модулирующего сигнала, предварительно смещённого и «проиндексированного» индексом модуляции , т.е.

Во избежание так называемой перемодуляции .

Подставим исходные данные (1) и (2) в выражение (3), раскроем скобки, внесём под интеграл независящие от переменной интегрирования некоторые множители:

Применим известную школьную тригонометрическую формулу преобразования произведения для подынтегральных функций:

Данная формула носит ключевой характер при АМ и подчёркивает эти самые «две боковые» в спектральном составе АМ сигнала.

Продолжив равенство, разобьём интеграл получившейся суммы на сумму двух интегралов, раскроем скобки и вынесем за скобку нужные множители в аргументах функций:

Три получившихся слагаемых соответственно представляют собой, как видно из равенства, сигнал несущей, сигналы «нижней» и «верхней» боковой. Прежде чем дать конкретное пояснение, продолжим равенство, применив метод замены переменной в следующей конфигурации:

Воспользуемся этой самой заменой:

Поменяв в первом интеграле пределы интегрирования местами (в результате чего изменится знак перед интегралом на противоположный), можно два интеграла объединить в один. Более того, туда же можно внести и первое слагаемое, описывающее сигнал несущей. При этом, естественно, подынтегральные функции амплитуды и фазы необходимо обобщить. Это всё делается условно и для более детальной наглядности, не вдаваясь в тонкости математического анализа. Таким образом, получится:

Таким образом, были введены новые кусочнозаданные функции (4) и (5), описывающие изменение амплитуды и фазы в зависимости от частоты. Глядя на компоненты функции (4), можно заметить, что третья компонента получена путём параллельного переноса функции на , а первая - ещё и с предварительным зеркальным разворотом. Множители-константы перед функциями, уменьшающие амплитуду, я не беру во внимание. То есть, в спектре АМ сигнала имеются три компоненты: несущая, верхняя боковая и нижняя боковая, что и было отражено в (4).

В заключение стоит отметить, что АМ можно описать, применяя более сложный подход, основанный на комплексных сигналах и комплексных числах. Обычный сигнал, о котором шла речь в этой статье, не имеет мнимой компоненты. Принимая во внимание представление с помощью векторных диаграмм на комплексной плоскости, сигнал без мнимой компоненты складывается из двух комплексных сигналов с обоими компонентами. Это очевидно, если представлять однотональный сигнал в виде суммы двух векторов, которые вращаются в противоположные стороны симметрично относительно оси x (Re). Скорость вращения данных векторов эквивалентна частоте сигнала, а направление - знаку частоты (положительная или отрицательная). Из этого следует, что частотный спектр сигнала без мнимой компоненты имеет не только положительную, но и отрицательную составляющую. И, конечно же, он симметричен относительно нуля. Именно при таком представлении можно утвердить, что в процессе амплитудной модуляции спектр модулирующего сигнала переносится по шкале частот вправо от нуля на частоту несущей (и влево тоже). При этом «нижняя боковая» не возникает, она в исходном модулирующем сигнале уже существует, правда располагается в отрицательной области частот. Звучит на первый взгляд странно, так как в природе, казалось бы, не существует отрицательных частот. Но математика преподносит немало сюрпризов.

Теги: Добавить метки