Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции. Способы формирования группового сигнала

В телекоммуникационных сетях широкое применение нашли многоканальные системы с частотным и временным разделением каналов.

5.2.1. Принципы формирования групповых сигналов в многоканальных системах с частотным разделением каналов

Во всех многоканальных системакх с частотным разделением каналов (МКС с ЧРК) применяется АМ сигналов с выделением одной боковой полосы (АМ-ОБП). Методы построения МКС с ЧРК отличаются способом формирования группового сигнала и особенностями передачи его в линейном тракте. По первому признаку различают вариан­ты:

– с индивидуальным преобразованием сигналов;

– с групповым пре­образованием сигналов.

По способу усиления группового (линейного) сиг­нала в промежуточных пунктах (второй признак) выделяют варианты с усиле­нием каждого индивидуального сигнала или линейного сигнала в целом.

При индивидуальном преобразовании сигналов формирование группового (линейного) спектра частот производится путем отдельного независимого пре­образования каждого из N сигналов. На рис. 5.3 показана структурная схема, поясняющая этот метод. Каждый канал содержит канальный полосовой фильтр (КПФ i ), канальный модулятор (М i ) и демодулятор (ДМ i ), а на промежу­точных станциях (ПС) – индивидуальное усилительное устройство (Ус i ).

Достоинствами этого метода являются:

– простое решение проблемы выделения (ответвления) любого сигнала в любом промежуточном пункте;

– к индивидуальному усилительному устройству не предъявляются высо­кие требования к показателям качества: каждый усилитель сравнительно узкополосный и может работать с большими нелинейными искажениями, поскольку на выходе они подавляются полосовым фильтром;

– минимум преобразований сигнала на оконечных пунктах;

– высокая надежность связи, так как выход из строя одного из усилителей промежуточного пункта не отражается на работе остальных.

Рис. 5.3. Структурная схема МКС с ЧРК с индивидуальным

преобразованием сигналов

– громоздкость и большое потребление энергии оборудования промежу­точных станций из-за наличия канальных усилителей;

– наличие большого числа избирательных устройств (КПФ) и, как следствие этого, увеличение объёма и стоимости оборудо­вания;

– плохое использование пропускной способности линейного тракта, поскольку из-за недостаточной избирательности КПФ приходится увеличивать разнос частот между соседними канальными сигналами, что ухудшает «плотность упаковки» линейного сигнала; в итоге увеличивается верхняя частота линейного сигнала и уменьшается допустимая длина участка линии между соседними усилительными пунктами.

В основе метода с групповым преобразованием сигналов лежит принцип фор­мирования линейного сигнала на оконечном пункте передачи (ОП пд) системы с помощью нескольких ступеней преобразования. На каждой сту­пени объединяется несколько канальных сигналов, т.е. линейный сигнал пред­ставляет собой сумму нескольких промежуточных групповых сигналов. На око­нечном пункте приёма (ОП пр) осуществляются обратные операции.

Преимуществом этого метода является упрощение промежуточных пунктов и, как следствие, уменьшение их стоимости и габаритов.

К недостаткам группового метода усиления относятся:

– высокие требования к показателям качества линейного усилителя про­межуточной станции: он должен иметь точно определенную частотную харак­теристику усиления в полосе частот линейного спектра и очень малые нели­нейные искажения;

– трудность выделения канальных сигналов.

Вплотную разместить каналы в линейном спектре частот невозможно, так как с ростом несущей частоты ухудшаются избирательные свойства полосовых фильт­ров (полоса пропускания резонан­сного контура равна ∆f = f 0 /Q k ). Следовательно, с ростом частоты f необходимо увеличивать защитный интервал ∆f зи между соседними каналами. В современных МКС c ЧРК каждому каналу выделяется полоса частот 4 кГц, хотя полоса пропускания КТЧ равна 3,1 кГц. В данном случае = 0,9 кГц. Следовательно, в МКС с ЧРК эффективно используется примерно 80% полосы пропускания тракта передачи. Кроме того, групповой тракт должен обладать высокой линейностью.

Это одна из основных причин перехода к группо­вому методу преобразования. При этом преобразование индивидуального сиг­нала осуществляется несколькими ступенями. На каждой ступени происходит объединение нескольких преобразованных сигналов, сформированных на пре­дыдущих ступенях. Принцип этого метода поясняет рис. 5.4. На первой ступени производят индивидуальное преобразование в спектр группового вспомога­тельного сигнала, называемого первичным; на второй ступени получают вторич­ный сигнал путём объединения нескольких преобразованных первичных груп­повых сигналов и т.д. Последняя ступень называется ступенью системногопреобразования. На приёмной стороне осуществляются обратные операции.

На рис. 5.5, а , б данные преобразования представлены в спектральной области, рис. 5.5, а поясняет формирование группового сигнала первичной стандартной группы (ПСГ) с по­мощью индивидуальных несущих частот f н1 – f н12 , а рис. 5.4 – вторичной стандартной группы (ВСГ) с помощью группо­вых несущих f н1 – f н5.

Рис. 5.4. Принцип метода группового преобразования сигналов

Рис. 5.5. Формирование спектров групповых сигналов

первичной (а ) и вторичной стандартной группы (б )

Достоинства метода:

– высокая «плотность упаковки» спектра линейного сигнала и, соответ­ственно, уменьшение полосы пропускания линейного сигнала при одном и том же количестве каналов;

– упрощение промежуточных станций, увеличение рас­стояния между промежуточными пунктами и удешевление системы в целом;

– уменьшение числа различных типов преобразований и фильтров, приводящее к удешевлению аппаратура, повышению её серийности и унифика­ции;

– уменьшение количества разных несущих частот, используемых при групповом преобразовании, и упрощение генераторного оборудования;

– упрощается проблема выделения групп каналов и сопряжения разных типов аппаратуры МКС.

Недостатки метода:

– большое число преобразований над каждым сигналом, в результате увели­чиваются искажения сигнала и соответственно ужесточаются требования к аппа­ратуре;

– возможное увеличение габаритов и стоимости оконечных пунктов.

Основные параметры стандартных групп каналов МКС с ЧРК приведены в таблице 5.1.

Таблица 5.1

Основные параметры стандартных групп каналов

5.2.2. Принципы формирования многоканальных сигналов в МКС с временным разделением каналов

При временном разделении каналов (ВРК) групповой тракт с помощью синхронных коммутаторов передатчика и приёмника поочередно предоставляется для передачи сигналов каждого канала МКС. Структурная схема МКС с ВРК приведена на рис. 5.6, где введены следующие обозначения: ИС i , ПС i – i -ый источник и получатель сообщений, ИМ – импульсный модулятор, ГТИ – генератор тактовых импульсов, ЛС – линия связи, ИД i – импульсный детектор i -го канала. В качестве канальных сигналов в системах с ВРК используются неперекрывающиеся во времени последовательности модулированных импульсов. Совокупность канальных сигналов образует групповой сигнал.

ИМ

ЛС

ГТИ

ИС N

N

ИС 1

ИС 2

K

K пр

ИД N

ПС N

N

ИД 2

ПС 2

ИД 1

ПС 1

Рис. 5.6. Структурная схема МКС с ВРК

Цифровые системы передачи (ЦСП) с ВРК, используемые в телекоммуникационных сетях, строятся на основе определенной иерархии, которая должна удовлетворять следующим основным требованиям:

– передача по каналам и трактам ЦСП всех видов аналоговых, дискретных и цифровых сигналов;

– соответствующая кратность скоростей обработки и передачи сигналов на различных ступенях передачи;

– возможность достаточного простого объединения, разделения, выделения и транзита передаваемых цифровых потоков;

– параметры ЦСП должны выбираться с учётом характеристик существующих и перспективных направляющих систем;

– возможность взаимодействия ЦСП с аналоговыми системами передачи и различными системами коммутации;

– при передаче сигналов типовых сообщений пропускная способность ЦСП должна использоваться наилучшим образом.

Формирование иерархии ЦСП осуществляется на основе объединения цифровых потоков низкого порядка, называемых компонентными, в единый цифровой, называемый групповым. Формирование группового цифрового сигнала возможно следующими способами объединения цифровых потоков:

– посимвольное (рис. 5.7, а );

– поканальное (рис. 5.7, б ).

В обоих случаях объединяются 4 потока.

Рис. 5.7. Структура цикла цифровой системы передачи с посимвольным (а ) и поканальным (б ) объединением цифровых потоков

При посимвольном объединении импульсы цифровых сигналов объединяемых цифровых потоков укорачиваются и распределяются во времени так, чтобы в освободившихся интервалах могли размес­титься объединяемые импульсы других потоков. При поканальном объединении цифровых потоков сужаются и распределяются во времени интервалы, отводимые для кодовых групп. Синхросигнал необходим для правильного распределения цифровых потоков на приёмном конце.

Возможно объединение цифровых потоков по циклам, кото­рое аналогично поканальному объединению: обрабатывается (сжимается) во времени и передается полностью цикл одного цифро­вого потока, затем следующих.

Наиболее простым и широко приме­няемым способом является способ посимвольного объединения.

При ВРК возможны переходные помехи между каналами, которые в основном обусловлены двумя причинами:

– неидеальностью АЧХ и ФЧХ тракта передачи;

– неидеальностью синхронизации коммутаторов на передающей и приёмной стороне.

Для снижения уровня взаимных помех при ВРК также приходится вводить защитные временные интервалы, что приводит к уменьшению длительности импульса каждого канала и, как следствие, расширения спектра сигналов. В соответствие с теоремой Котельникова для КТЧ минимальная частота дискретизации должна быть f д = 2F в = 6,8 кГц. Однако в реальных МКС с ВРК f д = 8 кГц.

Реальные МКС с ВРК уступают МКС с ЧРК по эффективности использования частотного спектра. Однако системы с ВРК имеют ряд преимуществ:

– отсутствуют переходные помехи нелинейного происхождения;

– ниже пик-фактор;

– аппаратура ВРК значительно проще аппаратуры ЧРК.

Наиболее широкое применение ВРК находит в цифровых системах передачи с ИКМ.

5.3. Фазовое, нелинейное, комбинационное и другие методы разделения каналов

5.3.1. Фазовое разделение каналов

В качестве переносчиков в системах передачи с фазовым разделением каналов (ФРК) используются гармонические колебания (несущие) с одинаковыми частотами и с начальными фазами, отличающимися друг от друга на π/2:

Канальные сигналы в системе формируются путем ампли­тудной модуляции несущих колебаний. Спектр каждого канального сигнала содержит две боковые полосы относительно несущей частоты ω н. При ФРК спектры канальных сигналов перекрывают друг друга. Тем не менее, разде­ление сигналов на приёме воз­можно вследствие взаимной орто­гональности переносчиков и . Разделение канальных сигналов и выделение информа­ционных сигналов осуществляются одновременно при разделении ортогональных сигналов. При этом групповой сигнал перемножается с переносчиком данного канала и интегрируется с помощью ФНЧ. На приёме в качестве перемножителя в каждом канале используется демодулятор, на который подается несущее колебание, когерентное с соответствующим колебанием на передаче. Необходимость когерентного приёма усложняет аппаратуру фазового разделения, так как требования к генераторному оборудо­ванию ужесточаются.

5.3.2. Разделение сигналов, передаваемых на кратных несущих частотах

В системах передачи дискретной информации находят практи­ческое применение МКС, в которых ортого­нальные переносчики выражаются членами тригонометрического ряда: Ψ k = k cosω н t , . Струк­турная схема такой системы соответствует схеме разделения орто­гональных сигналов. В системе используется амплитудная модуляция.

Нули спектра одиночного импульса передаваемого двоичного сигнала кратны частоте f 0 = 1/τ и, где τ и – длительность импульса. Если уравнять частоты f 0 и f н = ω н /2π, то выбранная система переносчиков будет ортогональна на протяжении интервала длительностью τ и. Так как k- й канальный сигнал равен u k (t ) = c k (t )cos(k ω н t ), то его спектр содержит две боковые полосы отно­сительно несущей f k = k f н. При f н = f 0 = 1/ τ и несущие частоты (k +1), (k + 2)-го и т. д. каналов, а также несущие предшествующих (k – 1), (k – 2)-го и т. д. каналов совпадают с нулями спектра k -го канала. Хотя спектры всех канальных сиг­налов перекрываются, тем не менее, различия в форме переносчи­ков позволяют разделить эти сигналы на приёме методом разделе­ния ортогональных сигналов.

Метод передачи на кратных несущих можно сочетать с методом фазового разделения сигналов: на каждой несущей k ω н можно осу­ществлять передачу двух сигналов с переносчиками cosk ω н t и sink ω н t. В этом случае при той же ширине спектра группового сигнала можно в два раза увеличить число каналов.

Известны многоканальные системы передачи дискретной информации, в которых в качестве переносчиков используются другие системы ортогональных функций: полиномы Лежандра, полиномы Лагерра и др. Все эти системы характеризуются следующим:

1) формирование и разделение канальных сигналов осуществляются с помощью простых интегрирующих уст­ройств, а не сложными канальными полосовыми фильтрами;

2) системы обладают высокой помехоустойчивостью;

3) на переходы между каналами оказывают влияние линейные и нелинейные искажения в групповом тракте;

4) требования к генераторному оборудованию ужесточаются вследствие необходимости когерентного приёма.

5.3.3. Нелинейное разделение сигналов

При построении некоторых систем передачи двоичных сигналов применяются следующие методы нелинейного разделения сигналов:

– комбинационный;

– разделение сигналов по уровню;

– кодовое разделение сигналов.

Комбинационный метод разделения сигналов . При передаче N независимых дискретных сооб­щений по общему групповому тракту, если элемент i -го сообщения может принимать одно из m i возможных значений (i = 1, 2, ..., N ), общее число значений, которое может принимать элемент N -канального источника, объединяющего исходные N источников, будет равно . При одинаковых значениях m i = m имеем M = m N . Таким образом, используя основание кода M = m N , можно одновременно передавать информацию от N индивидуальных источников, работающих с ос­нованием кода т. В частности, при т = 2 (двоичные коды), числе каналов N = 2, групповое сообщение b г может принимать четыре возможных значе­ния, соответствующих различным комбинациям нулей и единиц в обоих кана­лах, при N = 3 число различных комбинаций будет равно М = 8 и т.д. Задача теперь сводится к передаче некоторых чисел b г, определяющих номер комби­нации. Эти числа могут передаваться посредством сигналов дискретной моду­ляции любого вида. Разделение сигналов, основанное на различии в комбина­циях сигналов разных каналов, называется комбинационным. Структурная схема МКС с комбинационным (кодовым) разделением представлена на рис. 5.8. Здесь первичные сообщения b 1 (t ), b 2 (t ), ..., b N (t ) от N источников поступают на вход кодера, выполняющего роль устройства объединения каналов (УОК). Полученное групповое сообщение b г (t ) преобразуется с помощью модулятора М в групповой сигнал u г (t ), поступающий в групповой тракт (линию связи). На приёмной стороне после демодуля­ции и декодирования в приёмнике (П) в устройстве разделения каналов (УРК) формируются канальные сообщения, соответствующие N первичным сообщениям.

Типич­ными примерами комбинационного уплотнения являются сис­темы двукратного частотного телеграфирования (ДЧТ) и двукратного фазового телеграфирования (ДФТ), в которых для передачи четырёх комбинаций сигналов двух источников (каналов) используют соответственно четыре разные частоты f k , k = 1, 2, 3, 4 и четыре частоты с различными начальными фазами (табл. 5.2).

Рис. 5.8. Структурная схема многоканальной системы

с комбинационным уплотнением

Таблица 5.2

Параметры сигналов двухканальной системы

Комбинационная система выгодна при небольшом числе каналов, так как увеличение числа каналов (кратности системы) резко уве­личивает необходимое количество передаваемых сигналов, что при­водит к усложнению системы. В настоящее время применяются двукратные системы с ЧМ и AM, трёхкратные системы с ФМ и многократные комбинированные системы типа АФМ (амплитудно-фазовая модуляция).

Разделение сигналов по уровню . В системе разделения сигналов по уровню сигналы одинаковой формы могут передаваться одновременно, а групповой сигнал яв­ляется суммой канальных сиг­налов. Разделение сигналов на приёме осуществляется с помо­щью нелинейных пороговых ус­тройств. В простейшем случае при разделении двух сигналов u 1 (t ) и u 2 (t ) с амплитудами A 1 и А 2 пороговое устройство выделяет сигнал с большей ам­плитудой путём ограничения сверху и снизу (рис. 5.9, а ). Схема приёмного устройства показана на рис. 5.9, б .

Рис. 5.9. Структурная схема приёмного устройства МКС

с нелинейным разделением сигналов (б ) и эпюры сигналов (а )

На выход порогового уст­ройства проходит сигнал, соот­ветствующий сигналу u 1 (t ), но с уменьшенной амплитудой, равной (A 1 – А 2). Этот сигнал усиливается до номинального значения амплитуды (A 1) и по­ступает на выход первого ка­нала. Сигнал u 2 (t ) на выходе второго канала выделяется пу­тем вычитания u 1 (t ) из сум­марного сигнала.

Кодовое разделение сигналов . Принципы кодового разделения каналов основаны на использовании широкополосных сигналов (ШПС), полоса которых значительно превышает полосу частот, необходимую для обычной передачи сообщений, например, в узкополосных системах с ЧРК. Основной характеристикой ШПС является база сигнала, определяемая как произведение В = ∆FT ширины его спектра ∆F на его длительность Т . В цифровых системах связи, передающих информацию в виде двоичных символов, длительность ШПС Т и скорость передачи сообщений v связаны соотношением Т = 1/v . Поэтому база сигнала В = ∆F/v характеризует расширение спектра ШПС (S шпс) относительно спектра сообщения.

Расширение спектра частот передаваемых цифровых сообщений может осуществляться двумя методами или их комбинацией:

– прямым расширением спектра частот;

– скачкообразным изменением частоты несущей.

При первом способе узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность (ПСП) с периодом повторения Т , включающую N бит последовательности длительностью t 0 каждый. В этом случае база ШПС численно равна количеству элементов ПСП: В = Т/t 0 = N .

Скачкообразное изменение частоты несущей, как правило, осуществляется за счет быстрой перестройки выходной частоты синтезатора в соответствии с законом формирования псевдослучайной последовательности.

Приём ШПС осуществляется оптимальным приёмником, который для сигнала с полностью известными параметрами вычисляет корреляционный интеграл

где x (t ) – входной сигнал, представляющий собой сумму полезного сигнала u (t ) и помехи n (t ) (в данном случае белый шум).

Затем величина z сравнивается с порогом Z 0 . Значение корреляционного интеграла находится с помощью коррелятора или согласованного фильтра. Коррелятор осуществляет «сжатие» спектра широкополосного входного сигнала путем умножения его на эталонную копию u (t ) с последующей фильтрацией в полосе 1/Т , что и приводит к улучшению ОСШ на выходе коррелятора в В раз по отношению ко входу. При возникновении задержки между принимаемым и опорным сигналами амплитуда выходного сигнала коррелятора уменьшается и приближается к нулю, когда задержка становится равной длительности элемента ПСП t 0 . Это изменение амплитуды выходного сигнала коррелятора определяется видом автокореляционной функции (при совпадающих входной и опорной ПСП) и взаимнокорреляционной функции (при отличающихся входной и опорной ПСП). Выбирая определенный ансамбль сигналов с «хорошими» взаимными и автокорреляционными свойствами можно обеспечить в процессе корреляционной обработки (свёртки ШПС) разделение сигналов. На этом основан принцип кодового разделения каналов связи.

5.3.4. Статистические методы уплотнения

В статистических методах уплотнения используются статистические особенности канальных сигналов в системах ЧРК или ВРК. В многоканальных телефонных си­стемах этот метод позволяет организовать дополнительные связи по существующим уже каналам в паузах речевых сигналов. В про­цессе телефонного разговора каждое из направлений передачи занято в среднем в течение 25 % времени продолжительности разговора. Число каналов, занятых непрерывной передачей речи, так называемых активных каналов, в многоканальной телефонной системе всегда меньше общего числа каналов N и при большом числе каналов N > 4000 отно­шение n/N становится равным 0,25 – 0,35. Наличие временно свободных каналов дает возможность строить системы уплотнения, в которых число передач m превышает номинальное число кана­лов N. В таких системах канал предоставляется абоненту только па время непрерывной передачи речи, т. е. на время активного со­стояния канала. Во время пауз в речи канал отключается от данного абонента и подключается к другому говорящему абоненту. Когда первый абонент вновь начинает говорить, он подключается к любому свободному каналу в системе.

Другим видом систем статистического уплотнения являются системы, в которых паузы в передаче речи по телефонным каналам используются для передачи данных.

5.4. Системы передачи и распределения информации

С целью организации обмена информацией между многими источниками и получателями информации каналы и системы передачи объединяются в сети связи – системы передачи и распределения информации (СПРИ).

При ОМ генерируется в канал связи одна боковая полоса.

ОБП – сложная амплитудно-частотная модуляция.

Если имеется чистый тон: U=U W cosWt

U=U o (1+m cosWt) cos wt=

При ОБП – нет несущего колебания (1-ое слагаемое) и одной боковой полосы.

Для демодуляции такого сигнала, необходимо восстановить несущую. Поэтому при модуляции оставляют немного несущею гармонику

Преимущества: - более эффективное использование мощности передатчика: при m=1 в боковой полосе содержится мощности всего сигнала; при суммарной мощности – в БП – 1/6 мощности.

В однополосном сигнале основная мощность расходуется на создание информационного сигнала;

ОБН модуляция занимает меньшую полосу частот, следовательно, на одном и том же участке можно разместить в 2 раза больше станций (каналов).

Недостатки: - для приема ОБП требуется восстановление несущей, т.е. дополнительная аппаратура в приемнике (гетеродин c f n и фильтр на f n);

Требуется повышенная стабильность частоты гетеродина приемника, и передатчика (10 -6 10 -8);

Формирование ОБП – более сложное, чем АМ. осуществляется на малых уровнях Р, а затем усиливается сформированных ОБП сигнал.

Используется двухполосная модуляция – модуляция без несущей, тоже выгодны энергетически, но полоса больше.

1. Фильтровой метод формирования ОБП.

Сначала подают несущее колебание, т.к. его отфильтровать тяжело, оно мощное и близко расположено к боковой полосе.

Сделать фильтр полосовой, который вырежет ону боковую полосу.

Чтобы убрать несущую из АМС необходимо перемножить 2 сигнала: и на выходе получить сигнал без несущей.

Используют 2 метода получения х:

1) основан на формировании двух модулированных колебаний: (противофазных)

- балансный модулятор.

Для более качественного подавления, используют????? модуляторы (есть мост) должна быть обеспечена идентичность каналов.

2) основан на соотношении у=(a+b) 2 .

Если сумму или разность возвести в квадрат, то получим:

есть постоянная составляющая и гармоника с 2W

нужно возвести в квадрат, используем диоды или ПТ с квадратными характеристиками.

На выходе х двух сигналов.

После подавления несущей, необходима фильтрация одной боковой полосы.

ПФ – кварцевые, LC, пьезоэлеханические.

ПФ должен иметь большую крутизну скатов ЧХ вне полосы.

2-ую БП нужно подавить на 60 дБ.

Кварцевые фильтры можно использовать до 10МГц, но чем меньше частота, тем проще требования к фильтру, поэтому чаще всего делают многоступенчатые преобразования сигнала: в качестве поднесущего колебания 100-150 кГц, в качестве фильтров – электромеханические, требуемая крутизна подавления. Затем этот ОБП сигнал переносится на более высокую частоту.

- на выходе БМ 2 расстояние между полосами 2w 1 – большое, и для подавлении боковой полосы можно использовать LC-фильтры.

Иногда делают тройное преобразование, когда большая частота передатчика.

Поскольку информация заключена в амплитуде сигнала, которая может меняться от 0 до U W max , то усилители должны иметь большой динамический диапазон и хорошую линейность.

В ламповых генераторах работают без сеточных токов, т.к. они имеют нелинейность, здесь недоиспользование АЭ по мощности на 20¸30%, работа в недонапяжённом режиме.

БТ, имеют нелинейные характеристики, их для усиления сигнала применять нежелательно, поэтому чаще используют ПТ.

А для увеличения ОБП разрабатываются приборы для увеличения крутизны, увеличения линейности характеристик.

В ОБП усилителях можно использовать только 2 угла отсечки:q=90 0 , q=180 0 .

2. Синтетический метод формирования ОБП.

Основан на синтезе ОБП сигнала на больших уровнях мощности.

Одновременно осуществляется АМ и ЧМ.

(не должно быть умножителей частоты).

Синтез сигнала осуществляется на требуемой рабочей частоте.

Недостаток: - АМС и ЧМС должны быть синфазными, расхождение приводит к изменению спектра

Так информация заложена в ЧМС, то умножители не применяют.

3. Фазокомпенцационный метод.

Несущее колебание и боковая полоса подавляются в результате подбора фазовых соотношений между АМ колебаниями. Используются несколько колебаний сдвинутых по фазе: 360 0 /n, n³3.

Трехфазная система: (сдвинуты на 120 0).

Достоинство метода: ОБП формируется на рабочей частоте.

Недостаток: - необходимы идентичные АМ (модуляторы).

Необходимо наличие фазовращателей, которые работают от 300 Гц до 3,5 кГц.

4. Фазоразностный метод формирования сигнала.

Устранение несущей колебания с помощью балансных модуляторов.

Изменение включения фазовращателя, можно получить вершину БП.

Точность подавления несущего колебания зависит от фазовых соотношений комбинированных колебаний.

Применяют: (1+3).

5.Фазофильтровой метод

Нижняя боковая полоса.

В N-канальной системе число фильтров и их типов равно Nn, где n - число ступеней преобразования. Число фильтров и их типов можно уменьшить, если дополнить многократное преобразование групповым , при котором преобразованию подвергается групповой сигнал. С этой целью N каналов разбивается на m групп по K каналов, т.е. Km=N. В каждой группе сигнал каждого канала подвергается индивидуальному преобразованию с помощью несущих частот w Н1 , w Н2 ,..., w НК (Рис.3.51). Во всех группах преобразование однотипно, поэтому на выходе каждой группы образуется один и тот же спектр частот. Полученные групповые спектры подвергаются затем групповому преобразованию с несущими w ГР1 , w ГР2 ,..., w ГРm , так что после объединения преобразованных групповых сигналов образуется спектр частот N каналов. В рассматриваемом случае общее число фильтров равно N+mn ГР, а число типов фильтров сокращается до K+mn ГР, где n ГР - число групповых ступеней преобразования.

Рис.3.51 Групповое преобразование частоты

Таким образом, применение многократного и группового преобразования позволяет унифицировать фильтровое оборудование системы, т.е. уменьшить его разнотипность. Такая унификация повышает технологичность изготовления узлов аппаратуры и, в конечном счете, удешевляет ее.

Уплотнение - это процесс объединения множества несущих информацию сигналов в подлежащий передаче групповой сигнал, сосредоточенный в одной частотной полосе. Задача решается либо бортовыми, либо земными средствами. Может быть использовано почти любое сочетание:

Методов, применяемых при модуляции в земной аппаратуре;

Уплотнении в земной аппаратуре;

Модуляции несущей на спутниковой линии;

Многостанционном доступе.

Так, в системах INTELSAT, TELESAT, DSCS-1 и ²Молния² используется однополосная амплитудная модуляция при частотном уплотнении и разделении каналов (ЧУ), частотной модуляции на спутниковой линии и различные несущие частоты для каждой ЗС.

Систему ВМДВ можно назвать ИКМ/ВУ/ЧФМ/МДВУ.

Система SPADE с одним каналом на несущую обозначается: ИКМ/ЧФМ/МДЧУ.

В земной аппаратуре наиболее распространено частотное уплотнение и разделение каналов (ЧУ). Системы ЧУ включают в себя:

а) однополосные системы с подавленной несущей (ОБП);

б) однополосные системы с передаваемой несущей (ОБП-ПН);

в) двухполосные системы с подавленной несущей (ДБП);

г) двухполосные системы с передаваемой несущей (ДБП-ПН).

В основном применяется ОБП.

В системах временным разделением применяют:

Дискретные методы;

Цифровые методы.

Обычно ВУ сочетается с МДВУ, а ЧУ - с МДЧУ, но возможны и смешанные системы.

Передача ТВ сигналов и сигналов звукового сопровождения.

Согласно плану ВАКР-77 максимальная скорость передачи в ТВ канале не превышает 20 Мбит/с. Но для передачи высококачественного цветного изображения необходима скорость передачи не менее 34 Мбит/с. Поэтому для первого поколения спутниковых систем ТВ применялись аналого-цифровые методы, когда часть информации передавалась в аналоговой форме, а часть - в цифровой.

Одна из таких систем - система МАС (Multiplexing Analogue Components -составной сигнал с аналоговыми компонентами). В этой системе аналоговый сигнал яркости передается поочередно (методом временного разделения) с сигналами цветности, преобразованными в дискретную форму, что позволяет избежать перекрестных искажений сигналов яркости и цветности, снизить шумы в канале цветности благодаря переводу его в область низких частот. Сигналы звукового сопровождения, синхронизации, данных передаются совместно с сигналами цветности в общем цифровом потоке.

В самом простом варианте сигнал яркости передается в реальном масштабе времени в течение активной части строки, а цифровой поток - в интервале строчного гасящего импульса, причем сигнал цветности предварительно сжимается во времени. На приеме суммарный цифровой поток демультиплексируется. Поток, соответствующий сигналу цветности, растягивается и сдвигается во времени для восстановления первоначальных пропорций, а затем подается на декодирующее устройство.

В более сложной системе сжимаются во времени и сигнал яркости, и сигнал цветности, а разделение производится на периоде не только строки, но и кадра. Это позволяет изменять формат кадра. В результате исследований ЕСР выбран коэффициент сжатия 3/2 для сигнала яркости и 3 для сигналов цветности. На передающей стороне сигнал яркости задерживается на период кадра по отношению к сигналу цветности, на приеме же сигнал яркости проходит без изменений, а сигнал цветности растягивается во времени и задерживается на период кадра, так что восстанавливается их первоначальное соотношение.

Одной из наиболее сложных проблем спутникового телевидения (СТВ) является способ передачи звуковых сигналов в ТВ канале. Теоретические исследования и эксперименты показали, что методом аналоговой ЧМ в диапазоне 12 ГГц удается передать совместно с сигналом изображения не более двух звуковых программ с отношением сигнал/шум порядка 50-55 дБ, причем частота второй поднесущей должна быть подобрана так, чтобы не создавать помех в канале цветности. Например, для TV-SAT были выбраны значения поднесущих 5,5 МГц и 5,746128 0,000003 МГц. Необходимо же иметь как минимум 4-6 звуковых каналов в стволе.

Способ передачи цифрового потока совместно с сигналами изображения должен удовлетворять определенным требованиям: качество передачи изображения не должно ухудшаться; вероятность ошибки при передаче звуковых сигналов не должна превышать 10 -3 при отношении C/N=8 дБ; необходима совместимость с существующими ТВ приемниками.

Можно выделит три способа передачи сигналов изображения и цифрового потока:

С разделением по частоте (система МАС-А);

С разделением по времени на видеочастоте (МАС-В);

С разделением по времени на несущей частоте (МАС-С).

Система МАС-А. Цифровой поток передается на поднесущей частоте, превышающей верхнюю частоту спектра видеосигнала. Частота поднесущей выбирается из соотношения , где F B - верхняя частота видеосигнала, R - скорость потока в Мбит/с.

Среди методов цифровой модуляции предпочтение отдано двухпозиционной фазовой манипуляции с частично подавленной боковой полосой, называемой также “ упрощенной MSK” (Minimum Shift Keying), благодаря ее простоте и применимости когерентного демодулятора на приеме.

Система МАС-В. Уплотнение видеосигнала цифровым потоком на видеочастоте основано на использовании некоторой избыточности ТВ сигнала - наличии в каждой строке интервалов обратного хода лучей, в которых передаются только сигналы синхронизации. Вводя ИКМ последовательность в указанные интервалы, можно передать от двух до четырех звуковых программ, не увеличивая общую полосу частот, занимаемую видеосигналом. Преимуществом такого способа передачи является отсутствие отдельного демодулятора для звуковых сигналов, так как цифровая последовательность получается на выходе общего частотного детектора.

Процесс формирования сигнала в радиоканале осуществляется в несколько этапов:

Аналого-цифровое преобразование;

Кодирование речи;

Канальное кодирование;

Модуляция.

В процессе аналого-цифрового преобразования аналоговый речевой сигнал, ограниченный полосой частот от 300 до 3400 Гц, за счет дискретизации (частота дискретизации равняется 8 кГц) превращается в амплитудно-импульсно-модулированный сигнал (АИМ). Дальше каждая из 8 дискрет АИМ-сигнала кодируется разрядным двоичным кодом, т.е. АИМ-сигнал превращается в ИКМ-сигнал. В результате на выходе аналого-цифрового преобразователя (АЦП) формируется поток, скорость которого равняется 64 кбит/с.

Из выхода АЦП оцифрованный речевой сигнал поступает на кодер речи. Кодирование речи в стандарте GSM осуществляется в рамках системы прерывчатой передачи языка (DTX), что обеспечивает включение в работу передатчика только на время разговора и отключает его в паузах и в конце разговора. Одним из основных заданий кодирования речи есть сжатие речевого сигнала с целью снижения скорости передачи. Применение при кодировании в стандарте GSM вокодерных методов на основе метода линейного предесказания (ЛП) разрешает снизить скорость передачи с 64 до 13 кбит/с. Кодированию подвергаются отрезки речевого сигнала по 20мс. За этот интервал времени такие параметры речевого сигнала, как период основного тона, характер возбуждения (громкий или звонкий согласный звук в сопоставлении с глухими звуками), коэффициент усиления остаются постоянными.

В стандарте GSM кодирование осуществляется за методом RPE-LTP (линейное предсказание с возбуждением регулярной последовательностью импульсов и долгосрочным предсказанием). Сущность метода заключается в том, что для предсказания текущей выборки используются данные с предыдущих выборок (дифференциальная ИКМ). Каждая выборка при кодировании представляется линейной комбинацией предыдущих выборок и описывается в виде коэффициентов этой линейной комбинации и закодированной разностью предсказываемой и действительной выборками. В результате такого кодирования в интервале 20мс формируется 260 бит, за счет чего скорость передачи снижается к кбит/с. Таким образом, кодер речи обеспечивает сжатие речевого сигнала почти в 5 раз (64/13=4,92).

В состав входящей информации кодера речевого сигнала, объемом 260 бит, входят:

Параметры фильтра кратковременного предсказания(36 бит);

Параметры фильтра долгосрочного предсказания (36 бит);

Параметры сигнала возбуждения (188 бит).

Канальное кодирование обеспечивает защиту от ошибок переданной информации. В стандарте GSM 260 бит информации в интервале 20мс-сегмента речи делится на 2 класса: класс 1 и класс 2. Класс 1 в свою очередь делится на два подкласса: подкласс 1а - 50 бит наиболее чувствительных, и подкласс 1b - 132 бита, умеренно чувствительных к ошибкам. К классу 2 относятся 78 бит, наименее чувствительных к ошибкам. Структурная схема канального кодирования приведена на рис.1.5.

Информация подкласса 1а кодируется циклическим кодом (53, 50). При выявлении ошибки вся выборка откидывается и заменяется предыдущей. Закодированные 53 бита подкласса 1а, 132 бита подкласса 1b и 4 дополнительных нулевых бита (всего 189 бит) подаются на сверточный кодер (2, 1, 5), скорость кодирования которого и длина кодового ограничения . Формирующие полиномы сверточного кодера , . После сверточного кодирования 378 бит вместе с 78 битами класса 2 составляют 456 бит, в результате чего скорость передачи становится равной кбит/с.

После сверточного кодирования 456 бит подвергаются блочно-диагональному перемеживанию, которое уменьшает влияние групповых ошибок (они превращаются у ошибки малой кратности, которые исправляются при декодировании).

Рисунок 1.5 - Структурная схема канального кодирования в стандарте GSM

После перемеживания начальная последовательность из 456 бит делится на восемь 57- битовых блоков, так как в каждом слоте размещается два 57- битовых блока (114 бит). Длина слота канала трафика с учетом добавления вспомогательной и служебной информации составляет 156,25 бит. Поскольку информация одного 20- милисекундного сегмента речи занимает по одному слоту в четырех последовательных кадрах, поэтому скорость потока цифровой информации представляет (4х156,25)/20х10 -3 = 625/20х10 -3 = 31,25 кбит/с.

Эта информация (а именно 4x156,25 = 625 бит) сжимается во времени в 8 раз, так что на протяжении одного кадра продолжительностью 4,615 мс в одном частотном канале передается информация восьми временных слотов, в результате чего скорость передачи цифровой последовательности возрастает к (8x31,25) = 250 кбит/с.

На каждые 12 кадров канала трафика, что переносят речевую информацию (в мультикадре канала трафика информационными речевыми кадрами являются 0-11 и 13-25, в 12-ом кадре передается канал управления SACCH, а 26-ый кадр - пустой, резервный) прибавляется по одном кадру с информацией управления канала SACCH, который имеет скорость 20,833 кбит/с. Таким образом, скорость информационной битовой последовательности (речевого сигнала) на выходе кодера канала представляет:250 + 20,833 = 270,833 кбит/с.

Выше была рассмотрена процедура работы кодера канала только по помехоустойчивому кодированию речевого сигнала. Информация же каналов управления подвергается блочному и сверточному кодированию в полном объеме.

Так, для кодирования информации каналов: медленного соединенного канала управления SACCH; быстрого соединенного канала управления FACCH; канала вызова РСН; канала разрешения доступа AGCH; выделенных закрепленных каналов управления SDCCH используются блочный кодер (n, k) (224, 184), сверточный кодер (n, k, K) (2, 1, 5), а также схема перемеживания, аналогичная схеме перемеживания речевого канала

В каналах синхронизации SCH и случайного доступа RACH используются другие схемы блочного кодирования, а также сверточные кодеры (2, 1, 5), которые отличаются от сверточных кодеров вышеуказанных каналов управления.

При передаче компьютерных данных используются более сложные схемы сверточного кодирования и перемеживания, что обеспечивают соответственно и более высокое качество передачи информации.

Исходные сигналы канального кодера поступают на модулятор, задачам которого являются перенесения цифрового сигнала на несущую частоту, т.е. модуляция радиосигнала цифровым видеосигналом.

В стандарте GSM используется гауссова модуляция с минимальным частотным сдвигом (GMSK). При MSK-манипуляции несущая частота дискретно, через интервалы времени, кратные продолжительности информационного бита (T C), принимает одно из двух значений (постоянных на протяжении биту) – или , где – несущая частота радиоканала, – частота (скорость передачи) информационной битовой последовательности. Разнос частот – минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний с частотами и на интервале продолжительностью, которая равняется одному биту (Тс). При этом, за время Тс между колебаниями частот и набегает разность фаз, которая равняется . Иначе говоря, формирование MSK радиосигнала осуществляется таким образом, который на интервале одного информационного бита фаза несущей изменяется на . Беспрерывное изменение фазы синусоидального сигнала дает в результате частотную модуляцию с дискретным изменением частоты.

Наименование «гауссова» манипуляция объясняется тем, что последовательность информационных бит на модулятор поступает через фильтр нижних частот (ФНЧ) с гауссовою амплитудно-частотной характеристикой. Применение гауссового фильтра разрешает уменьшить полосу частот излучаемого радиосигнала. Для GMSK модуляции произведение полосы фильтра (F) на продолжительность информационного бита () представляет величину.

Метод MSK логически рассматривать как метод квадратурной фазовой манипуляции (двукратной относительной фазовой манипуляции (QPSK)), в которой прямоугольные импульсы, которые модулируют продолжительностью заменены полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. На рис.1.6 приведена схема модулятора, временные диаграммы, которые иллюстрируют процесс формирования GMSK сигнала.

Известны следующие способы формирования группового сигнала:

Автовыбор (селективное сложение);

Линейное сложение;

Оптимальное (взвешенное) сложение;

Комбинированный способ.

Помехоустойчивость этих способов формирования группового сигнала чаще всего оценивается энергетическим критерием, т. е. увеличением отношения сигнал/помеха при разнесенном приеме по сравнению с отношением сигнал/помеха при одиночном при­еме. В случае передачи дискретных сигналов помехоустойчи­вость целесообразно оценивать и вероятностным критерием, позволяющим судить о вероятности ошибок при разнесенном и одиночном приемах.

Рассмотрим основные принципы реализации систем связи с разнесенным приемом при различных способах формирования группового сигнала и оценим их помехоустойчивость.

АВТОВЫБОР

Автовыбор состоит в том, что в любой мо­мент времени выбирается приемный тракт с наибольшим выход­ным сигналом. При этом для i -гo канала с наибольшим в дан­ный момент сигналом весовой коэффициент С j = 1,а для всех ос­тальных каналов С j i = 0. т. е. результирующий сигнал согласно выражениям (6.2), (6.3). (64) может быть записан в виде

где .

Вот почему автовыбор называют также селективным (избирательным) сложением.

Структурная схема приемного устройства с оптимальным автовыбором при сдвоенном приеме приведена на рис, 6.1. Коле­бания от обоих приемников поступают на устройство сравнения уровней. В результате сравнения уровней колебаний вырабаты­вается управляющий сигнал, который к выходному устройству подключает приемник с большим уровнем сигнала. Приемник с меньшим уровнем сигнала в это время отключается. Для уменьшения искажений сигналов время переключения приемников дол­жно быть малым. Система с автовыбором пригодна для приема телефонных и телеграфных сигналов в том случае, если время переключения приемников не превышает 15-20 мкс.

Место включения устройств при приеме AM сигналов существенного значения не име­ет. Они могут включаться либо до детекторов, либо после них.

При приеме ЧМ сигналов устройство сравнения должно распола­гаться до ограничителей, так как после ограничителей уровни сигналов одинаковы и теряется информация о том, сигнал како­го канала больше. В случае приема частотно-манипулированных сигналов управляющие устройства необходимо располагать после частотных детекторов. Если управляющие устройства располо­жить до частотных детекторов, то при быстром переключении каналов одна часть элементарного импульса будет проходить че­рез фильтр частотного детектора первого приемника, а другая часть - через фильтр частотного детектора второго приемника. В таком случае во избежание искажений сигнала фильтры час­тотных детекторов должны рассчитываться на пропускание им­пульсов более коротких, чем длительность элементарного импуль­са. Это привело бы к существенному снижению помехоустойчи­вости.

Для количественной оценки помехоустойчивости системы свя­зи с оптимальным автовыбором по энергетическому критерию необходимо определить и сравнить средние значения отношения сигнал/помеха при одиночном приеме и оптимальном автовыбо­ре. Среднее значение мощности полезного сигнала можно найти по формуле

, (6.6)

где Т - интервал усреднения, значительно больший периода из­менения передаваемого сигнала A(t).

В радиодиапазоне скорость изменения A(t) значительно выше скорости изменения коэффициента передачи канала a i (t). Выбирая T А <T А, T a - периоды изменения А(t) и a 1 (t) соответственно, и считая величину a i (t) на интер­вале Т постоянной, выражение (6.6) перепишем в виде

(6.7)

(6.8)

Среднеквадратичное значение передаваемого сигнала.

Среднеквадратичное значение аддитивных помех для всех ветвей разнесенного приема можно считать одинаковым, т. е.

(6.9)

Отношение сигнал/помеха в i -й ветви равно

, (6.10)

Величина h i 2 (t) изменяется во времени из-за изменения ко­эффициентаa i (t) , так как h 0 - величина постоянная. Усред­ненное на интервале T1 >> Т a значение отношения сигнал/помеха приодиночном приеме (в i -й ветви) определяется выражением

Для стационарных случайных процессов среднее по времени равно среднему по ансамблю, т. е.

, (6.13)

где W(а 2 i)- плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала.

Прежде всего найдем выражение для распределения коэф­фициента передачи канала, исходя из известного правила преоб­разования случайных величин:

. (6.14)

Учитывая, что огибающая амплитуды сигнала пропорциональ­на коэффициенту передачи канала, и выбирая для простоты пос­ледующих выкладок коэффициент пропорциональности, равный , получим

т.е. . (6.15)

При интервалах наблюдения до 10 мин плотность вероятности огибающей амплитуды сигнала W(U), как отмечалось, определя­ется релеевским законом (1.12). Подставляя (6.15) и (1.12) в (6.14), получим

. (6.16)

Теперь по правилу (6.14) находим плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала

, (6.17)
вычисляем интеграл (6.13)

, (6.18)

И получаем окончательное выражение для среднего значения от­ношения сигнал/помеха при одиночном приеме:

Вероятность того, что случайная величина h i 2 в i-м канале при одиночном приеме станет меньше некоторого значения h 2 , оп­ределяется интегральной функцией распределения вероятностей

. (6.20)

Из выражения (6.20) по правилу (6.14) находим

; (6.21)

. (6.22)

Если изменения a i ., а следовательно, и h i в различных ка­налах считать независимыми, то при n -кратном разнесении веро­ятность одновременного уменьшения отношения сигнал/помеха во всех каналах ниже порога h 2 будет определяться n -кратным про­изведением вероятностей, определяемых выражениями (6.21) и (6.22), т. е.

. (6.23)

Из (6.23) находим плотность вероятности отношения сигнал/ помеха при n-кратном разнесении:

. (6.24)

По аналогии с (6.13) среднее значение отношения сигнал/по­меха при n -кратном разнесении определяется интегралом

, (6.25)

В результате интегрирования по частям с использованием би­нома Ньютона и вычисления интеграла (6.25) получим

откуда следует, что отношение сигнал/помеха при оптимальном автовыборе определяется отношением сигнал/помеха при одиноч­ном приеме h 0 2 и кратностью разнесения п. Отношением

. (6.27)

оценивается выигрыш по мощности разнесенного приема с автовыбором по сравнению с одиночным приемом. Значения В n при различных кратностях разнесения приведены в таблице 6.1.

Для приближенной оценки вероятности ошибок при разнесен­ном приеме дискретных сигналов предположим, что можно ука­зать некоторую граничную величину h 2 гр которая характеризуется тем, что при h 2 > h 2 гр , прием происходит практически без иска­жений, а при h 2 < h 2 гр вероятность появления ошибок близка к единице. При сделанных допущениях интегральная функция рас­пределения (6. 23) при h 2 = h 2 гр определяет вероятность ошибки

. (6.28)

В случаях малых значений отношения представляющих наибольший практический интерес, вероятность ошибок равна

т. е. убывает по показательному закону с увеличением кратнос­ти разнесения п.

Вероятность ошибки при одиночном приеме дискретных сигналов с активной паузой в отсутствие замираний определяется выражением

. (6.30)

При наличии медленных замираний вероятность ошибки в системе связи с n-кратным разнесенным приемом тех же сигна­лов можно определить усреднением Р 0 по всем значениям h 2 в соответствии с плотностью распределения (6.24):

. (6.31)

Интегрируя (6.31) по частям, при n=2 получим

. (6.32)

Как показано в , при n-кратном разнесении

(6.33)

По этой формуле на рис. 6.2 построены зависимости показывающие, что наиболее ощутимый резуль­тат, по сравнению с одиночным приемом, дает сдвоенный прием.

Поэтому с учетом экономических соображений сдвоенный прием находит самое широкое применение.

Формула (6.27) получена в предположении, что корреляция между сигналами отдельных ветвей приема отсутствует. Умень­шение выигрыша становится существенным при коэффициенте корреляции r >0,6.

В случае сдвоенного приема при большом отношении сиг­нал/помеха влияние корреляции между сигналами приблизи­тельно эквивалентно уменьшению мощности сигнала в

раз. Значит, вероятность ошибки согласно (6.29) определяется выражением

, (6.34)

ЛИНЕЙНОЕ СЛОЖЕНИЕ СИГНАЛОВ

При линейном сложении коэффициенты усиления складыва­емых сигналов должны быть одинаковы, т. е. коэффициенты C d , входящие в выражение (6.4), равны единице. Равенство ко­эффициентов усиления приемников обычно обеспечивается общей схемой АРУ. В этом случае величина коэффициентов усиления определяется наибольшим из складываемых сигналов.

Схема приемного устройства сдвоенного приема с линейным сложением сигналов приведена на рис. 6.3. Когерентность сиг­налов, складываемых на промежуточной частоте, обеспечивает­ся системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Несинфазность складываемых сигналов ведет к ухудшению результирующего отношения сигнал/помеха, особенно при равенстве уровней складываемых сигналов. Зависимость уменьшения сигнал/по­меха суммарного сигнала от степени несинфазности < j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сиг­налов с высокой точностью не обязательно. Чем больше отлича­ются уровни складываемых сигналов, тем меньше сказывается их несинфазность на отношении сигнал/помеха.

Место включения суммирующего устройства S, при линейном сложении зависит от вида модуляции принимаемого сигнала. При приеме AM сигналов сложение можно производить как до детек­торов, так и после них, так как отношение сигнал/помеха на входе и выходе амплитудного детектора одинаково. В случае при­ема ЧМ сигналов сложение целесообразно производить до детек­торов. Это обусловлено тем, чтона выходе частотного детекто­ра отношение сигнал/помеха ухудшается, если на входе детекто­ра оно ниже некоторого порогового значения. Следовательно, при сложении сигналов после частотных детекторов уменьшается и результирующее значение отношения сигнал/помеха. Кроме то­го, в случае линейного сложения до детектора уменьшаются ис­кажения сигнала, вызываемые многолучевостью распространения радиоволн.