Compania germană Epcos (fostă divizia de componente pasive a Siemens) are o gamă largă de produse pentru a aborda problemele de compatibilitate electromagnetică (EMC) ale dispozitivelor electrice sau electronice.

Un subset semnificativ de componente Epcos EMC sunt filtre concepute pentru a proteja dispozitivele de interferențe electromagnetice de înaltă frecvență (RFI).

Interferența electromagnetică (EMI) apare ca urmare a funcționării dispozitivelor concepute pentru a genera sau converti energie electrică. Ele reprezintă câmpuri electromagnetice în spațiul care înconjoară astfel de mijloace tehnice (TS).

Principalele surse de interferență de înaltă frecvență sunt sursele de alimentare în comutație (electronice de larg consum, dispozitive industriale și medicale etc.), circuitele neliniare

Pentru a combate interferența în circuitele vehiculelor învecinate, precum și a nodurilor și blocurilor din interiorul vehiculelor individuale, se folosesc filtre EMI. În general, filtrele EMI sunt de obicei filtre trece-jos și pot fi instalate fie direct la sursa de interferență, fie în fața receptorului de interferență (receptor). Filtrele EMI (filtre de rețea) Epcos sunt concepute pentru a suprima interferențele care vin prin firele unei rețele bifazate sau trifazate la intrarea dispozitivului protejat, adică acestea sunt filtre „partea de recepție”. Acest articol este dedicat dispozitivelor de protecție la supratensiune Epcos, fiecare dintre acestea fiind o unitate completă separată instalată în fața dispozitivului receptor. Toate filtrele luate în considerare trec nestingherite de tensiunea frecvenței rețelei de 50/60 Hz.

Tensiunea în modul comun apare ca diferență de potențial între firul de fază (semnal), firul de retur (așa-numitul fir de masă sau neutru) și masă (carcasa dispozitivului, radiatorul etc.). Curentul de interferență în modul comun are aceeași direcție în firele înainte și retur ale rețelei.

În circuitele electrice simetrice (circuite neîmpământate și circuite cu un punct de mijloc împământat), interferența antifază se manifestă sub formă de tensiuni simetrice (la sarcină) și se numește simetrică în literatura străină se numește interferență în mod diferenţial. Interferența în modul comun într-un circuit simetric se numește interferență asimetrică sau în modul comun.

Interferența de linie simetrică predomină de obicei la frecvențe de până la câteva sute de kiloherți. La frecvențe de peste 1 MHz predomină interferența asimetrică.

Interferența care apare în circuitele asimetrice se numește asimetrice. Pentru interferența antifază, un circuit asimetric este un circuit cu o sarcină separată (simetrică față de pământ).

Pentru circuitele de putere, o sarcină asimetrică este mai tipică, dar, de exemplu, sursele de interferență de înaltă frecvență (convertoare cu tranzistoare IGBT etc.) pot genera interferențe asimetrice (mod comun). Pe de altă parte, interferența în mod comun în anumite condiții este convertită în interferență anti-fază.

Filtrele EMF sunt caracterizate de un set de parametri. Să ne uităm la parametrii care caracterizează filtrele Epcos EMF:

1. Număr de fire de rețea: 2, 3 (4).
2. Tensiune nominală (de rețea): 250 (220), 440 (380) V etc.
3. domeniul de suprimare a interferențelor (banda de frecvență de blocare);
4. nivelul de suprimare a interferențelor (standard; cu suprimare îmbunătățită etc.);
5. curent nominal, A;
6. tip de interferență suprimată de filtru:
   • tip general;
   • tip diferenţial;
   • interferență asimetrică;
7. tip conector;
8. tipul de coajă;
9. categoria climatică (interval de temperatură în care filtrul îndeplinește cerințele (standardele) pentru alte caracteristici tehnice).

Designul filtrelor variază în funcție de tipul de interferență. Astfel, pentru a compensa interferența simetrică, atunci când apare o distorsiune de tensiune între firele de fază ale rețelei, se folosește un așa-numit filtru trece-jos du/dt care conține condensatori X de suprimare a zgomotului. Rețineți că condensatorii X sunt acei condensatori care deviază firele de linie împreună la frecvențe înalte.

Datorită faptului că, cu o rezistență internă scăzută a sursei de zgomot, eliminarea acesteia ar necesita capacități excesiv de mari necesare pentru a asigura o anumită diviziune a tensiunii, în practică, bobinele sunt conectate în serie cu condensatorul, ceea ce crește rezistența în circuitul serie. . Rezultatul este un așa-numit filtru trece-jos în formă de T (sau în formă de U).

La frecvențe înalte, pentru a-și limita propria capacitate, inductorul este adesea proiectat ca un set de inductoare individuale (secțiuni sau așa-numitele „mărgele”) conectate în serie. La frecvențe înalte pot fi utilizate șocuri de ferită, de exemplu, pentru frecvențe de 30, 50 și 100 MHz. Epcos produce în serie șocuri/perle din seria B8248x în versiunea cu cip de dimensiuni standard 0603...1806, proiectate pentru un curent de 0,05...4 A. Epcos are, de asemenea, o gamă largă de șocuri similare în versiunea de ieșire. La frecvențe mai mari, reactanța suficientă poate fi furnizată de inductanța scăzută. În acest caz, pentru a obține un șoc, este suficient să treceți cablul de alimentare printr-un grup de inele de ferită.

În fig. Figura 1 prezintă circuitul echivalent al unui filtru EMI du/dt. Efectuează procedura de scădere a semnalului diferențiat din cel original. Drept urmare, filtrul netezește vârfurile și elimină vârfurile de tensiune cauzate de zgomotul simetric. Cu toate acestea, nu are aproape niciun efect asupra tensiunii de interferență existente între firele de rețea și pământ, precum și asupra curentului de scurgere.

Orez. 1

Împreună cu condensatoarele X și bobinele convenționale, filtrele Epcos EMI folosesc două tipuri de inductori conectați la un miez comun.

Bobinele de suprimare EMI compensate cu curent Epcos sunt de obicei realizate pe un miez de ferită inel. Ele folosesc două bobine (două fire) pentru o rețea cu două fire, trei pentru o rețea cu trei fire etc. În acest caz, contraînfășurarea firelor poate fi realizată geometric prin înfășurarea lor co-direcțională pe cele două jumătăți ale inelul de ferită.

Inductorul Epcos în formă de Z este realizat prin înfășurarea a două fire pe un miez inel din pulbere metalică și având un prag de saturație ridicat, care liniarizează caracteristicile I-V ale bobinelor și reduce riscul de distorsiune asociat neliniarității acestora.

Mai jos sunt o serie de exemple specifice de filtre EMI Epcos cu diagrame de circuit și explicații ale caracteristicilor.

Exemplul A1: Filtru EMI du/dt din seria Epcos B84110-B cu suprimare în mod comun (fără condensatori Y).

Acest filtru este folosit pentru a proteja sursele de alimentare cu comutare, televizoarele, computerele, echipamentele industriale și portabile. Utilizarea filtrelor de zgomot asimetrice, în special, înlătură în mod semnificativ restricțiile privind lungimea cablului furnizat motorului de la convertor în aplicațiile industriale.

Exemplul A2: Filtru EMI din seria Epcos SIFI-D (număr de piesă B84114-D) cu rejectare în mod comun și condensatori Y6 (în plus față de condensatorii X filtrul B84110-B). Rezistorul de intrare (Fig. 3), instalat în paralel cu condensatorul X, este proiectat pentru a-l descărca (condensator de mare capacitate).

Pentru a compensa mai multe tipuri de interferență, este instalată o combinație de șocuri (serie etc.).

Exemplul A3: Filtru EMI din seria Epcos SIFI-E (număr de piesă B84115-E). Este diferit de precedentul un șoc în formă de Z conectat suplimentar pentru atenuarea suplimentară a interferenței simetrice (Fig. 4).

În fig. Figura 5 prezintă caracteristicile comparative ale atenuării inserției (pentru zgomot simetric) pentru două serii de filtre. Acesta arată că primul filtru are un nivel semnificativ mai scăzut de suprimare a frecvenței într-o bandă de până la câteva sute de kiloherți.

Orez. 5

Pe lângă bobinele cuplate, filtrele EMI Epcos conțin adesea un condensator multi-link (de trecere). Auto-inductanța unui astfel de condensator este foarte mică. În același timp, poate compensa atât interferența în antifază, cât și pentru modul comun.

Epcos oferă filtre EMI concepute pentru a suprima interferențele pe o gamă largă de frecvențe înalte și ultra înalte, de la aproximativ 10 kHz până la 40 GHz și mai mult. În acest caz, lățimea medie de bandă de suprimare a tuturor filtrelor este de aproximativ 1 MHz. Dintre diferitele modele de filtre Epcos EMI, putem distinge, în special, unele speciale cu un curent de scurgere specificat.

Parametrii filtrului afectează zonele posibile de aplicare a acestuia. Domeniul de aplicare al unui anumit filtru Epcos poate fi determinat mai precis din catalogul companiei și pe site-ul web www.epcos.com de pe Internet. Mai jos sunt prezentate o serie de domenii (dar nu toate posibile) în care este adecvată utilizarea filtrelor Epcos EMI.

1. Sisteme modulare pentru pornirea automată (soft) a acţionărilor motoarelor electrice („Active Terminal”/AFE) folosind comutatoare semiconductoare puternice (tranzistoare IGBT) controlate de tensiune constantă. Tastele sunt comutate cu tensiune constantă de la ieșirea convertoarelor de tensiune (AC/DC). De exemplu:

• Mașini CNC;
• lifturi etc.

2. Convertizoare de tensiune pentru generatoare electrice (centrale eoliene etc.).

3. Transport, de exemplu:

• Transmisii convertizoare a vehiculelor urbane moderne, în special tramvaie;
• metrou, trenuri electrice etc.;
• vehicule care necesită curent de scurgere scăzut (cu o procedură complexă de împământare), în special troleibuze etc.;
• trenuri de mare viteză (de lungă distanță).

4. Acționări ale laminoarelor din oțel (interferență cu comutarea puternică, precum și reglarea vitezei de rotație a unităților de alimentare cu tablă).

5. Linii transportoare (bandă).

6. Filtre pentru comutarea surselor de alimentare și UPS.

7. Pompe.

8. Sisteme de încălzire, ventilație și aer condiționat (sisteme HVAC).

9. Filtre pentru suprimarea interferențelor de semnal în instalații/dulapuri cu concentrații mari de unități de echipamente electronice (cu un volum mic de spațiu).

10. Când utilizați cabluri de alimentare ca conductori pentru comunicații (Internet de acasă, precum și sisteme de securitate cu un număr limitat de fire în cablul de intrare).

11. Filtre pentru transmisia de date si linii telefonice (ISDN etc.).

Exemple de aplicare a filtrelor EMI

Home Internet: transmiterea datelor în interiorul casei și între casă și substația electrică (Fig. 6). Suprimarea interferențelor la utilizarea cablurilor de alimentare ca conductoare de comunicații. În absența unui filtru EMF, echipamentul radio-electronic al abonatului este zgomotos din cauza interferențelor de la tensiunea rețelei.

Orez. 6

Arată în Fig. Circuitul 7 este utilizat pentru convertoarele de tensiune ale generatoarelor electrice. Convertorul în sine este necesar datorită faptului că parametrii semnalului, de exemplu, amplitudinea tensiunii generate la ieșirea generatorului, de obicei nu corespund parametrilor rețelei. Filtrele EMF protejează generatorul (de exemplu, o centrală eoliană) de pătrunderea interferențelor de înaltă frecvență de la convertorul de tensiune.

Orez. 7

Sisteme modulare pentru pornirea uşoară automată a acţionărilor cu motor electric „Active Terminal”/AFE (Fig. 8).

Orez. 8

Tranzistoarele IGBT, activate de o simplă tensiune de curent continuu de la ieșirea convertizorului, asigură conectarea sau deconectarea rapidă a motoarelor de mare putere. La intrarea convertorului există o tensiune de rețea sinusoidală trifazată, iar la ieșire există o tensiune constantă. Cu toate acestea, comutarea rapidă a circuitului de alimentare este o sursă de interferență de înaltă frecvență. Ca urmare a interferenței care intră în intrare, tensiunea dintre fazele rețelei este distorsionată (apar interferențe de tip simetric). Nivelul de interferență asimetrică poate fi semnificativ și datorită lungimii lungi a cablului de la convertorul de tensiune la rețeaua externă. Filtrul 8 Epcos EMI, instalat la intrarea convertorului, compensează atât interferența practic fără urmă, „decuplând” convertorul și rețeaua externă.

Transport feroviar municipal (tramvaie). Filtrul EMI este instalat între convertorul de tensiune al motorului și linia de alimentare (de contact) (Fig. 9).

Orez. 9

În concluzie, putem afirma capabilitățile largi și variate ale filtrelor EMI Epcos pentru rezolvarea problemelor EMC ale vehiculelor cu putere.

Pentru a preveni interferențele de la dispozitivele electrice și radio, este necesar să le echipați cu un filtru pentru a suprima interferențele din rețeaua de alimentare, situată în interiorul echipamentului, care vă permite să combateți interferențele chiar la sursa acestuia.

Dacă nu găsiți un filtru gata făcut, îl puteți face singur. Circuitul filtrului de suprimare a zgomotului este prezentat în figura de mai jos:

Filtru în două trepte. Prima etapă este realizată pe baza unui transformator longitudinal (choke cu două înfășurări) T1, a doua este bobinele de înaltă frecvență L1 și L2. Înfășurările transformatorului T1 sunt conectate în serie cu firele liniare ale rețelei de alimentare. Din acest motiv, câmpurile de joasă frecvență de 50 Hz din fiecare înfășurare sunt în direcții opuse și se anulează reciproc. Când interferența afectează firele de putere, înfășurările transformatorului sunt conectate în serie, iar rezistența lor inductivă XL crește odată cu creșterea frecvenței de interferență: XL = ωL = 2πfL, f este frecvența de interferență, L este inductanța înfășurărilor transformatorului conectate în serie.

Rezistența condensatoarelor C1, C2, dimpotrivă, scade odată cu creșterea frecvenței (Хс =1/ωС =1/2πfC), prin urmare, interferența și salturile bruște sunt „scurtizate” la intrarea și la ieșirea filtrului. Aceeași funcție este îndeplinită de condensatoarele SZ și C4.

Chokes LI, L2 oferă o altă serie de rezistență suplimentară pentru interferența de înaltă frecvență, asigurând o atenuare ulterioară a acestora. Rezistoarele R2, R3 reduc factorul de calitate L1, L2 pentru a elimina fenomenele de rezonanță.

Rezistorul R1 asigură descărcarea rapidă a condensatoarelor C1-C4 atunci când cablul de alimentare este deconectat de la sursa de alimentare și este necesar pentru manipularea în siguranță a dispozitivului.

Părțile filtrului de rețea sunt situate pe placa de circuit imprimat prezentată în figura de mai jos:

Placa de circuit imprimat este proiectată pentru instalarea unui transformator longitudinal industrial de la unități de computer personal. Puteți realiza singur un transformator făcându-l pe un inel de ferită cu o permeabilitate de 1000NN...3000NN cu un diametru de 20...30 mm. Marginile inelului sunt tratate cu șmirghel cu granulație fină, după care inelul este înfășurat cu bandă fluoroplastică. Ambele infasurari sunt infasurate in aceeasi directie cu fir PEV-2 cu diametrul de 0,7 mm si au cate 10...20 de spire fiecare. Înfășurările sunt așezate strict simetric pe fiecare jumătate a inelului, distanța dintre borne trebuie să fie de cel puțin 3...4 mm. De asemenea, sunt produse industrial bobinele L2 si L3, infasurate pe miezuri de ferita cu diametrul de 3 mm si lungimea de 15 mm. Fiecare șoc conține trei straturi de sârmă PEV-2 cu un diametru de 0,6 mm, lungimea înfășurării 10 mm. Pentru a preveni alunecarea bobinelor, sufocul este impregnat cu adeziv epoxidic. Parametrii produselor de bobinare au fost selectați în funcție de condiția unei puteri maxime de filtrare de până la 500 W. La putere mai mare, dimensiunea miezurilor filtrului și diametrul firelor trebuie mărite. De asemenea, va trebui să modificați dimensiunile plăcii de circuit imprimat, dar ar trebui să vă străduiți întotdeauna pentru o amplasare compactă a elementelor de filtrare.

La comutarea surselor de alimentare, interferențele apar la comutarea elementelor cheie. Acest zgomot este indus de cablul de alimentare conectat la rețeaua de curent alternativ. Prin urmare, trebuie luate măsuri pentru a le suprima.

Soluție tipică pentru un filtru de rețea de interferență electromagnetică pentru o sursă de alimentare comutată

Pentru a suprima interferențele care pătrund prin cablul de alimentare în circuitul primar de la o sursă de alimentare comutată, este utilizat circuitul prezentat în Figura 9.

Figura 9 - Suprimarea interferențelor care pătrund prin cablu

Interferență în mod diferențial și comun

Există două tipuri de interferență: modul diferențial și modul comun. Curentul de zgomot diferențial indus pe ambele fire ale liniei de alimentare trece prin ele în direcții opuse, așa cum se arată în Figura 10. Curentul de zgomot în modul comun circulă prin toate liniile în aceeași direcție, vezi Figura 11.

Figura 10 - Interferență diferențială

Figura 11 - Interferență în modul comun

Scopul funcțional al elementelor de filtrare a rețelei

Figurile de mai jos oferă exemple de utilizare a diferitelor elemente de filtrare și grafice care ilustrează efectul utilizării acestora. Graficele prezentate arată modificarea intensității zgomotului diferențial și de mod comun a unei surse de alimentare cu comutație în raport cu nivelul zgomotului industrial. Figura 12 prezintă grafice de semnal în absența unui filtru la intrarea unei surse de alimentare comutatoare. După cum se poate observa din grafic, nivelul interferenței diferențiale și în modul comun este destul de ridicat. Figura 13 ilustrează un exemplu de utilizare a unui condensator cu filtru X. Graficul arată o scădere vizibilă a nivelului de interferență diferențială.

Figura 14 arată rezultatele utilizării împreună a condensatoarelor X și condensatoarelor Y. Graficul arată clar suprimarea efectivă atât a interferențelor în modul comun, cât și a modului diferențial. Utilizarea condensatoarelor X și a condensatoarelor Y în combinație cu o bobine de mod comun (choke de mod comun) este prezentată în Figura 15. Graficul arată o reducere suplimentară a nivelului de zgomot atât diferenţial, cât și de mod comun. Acest lucru se datorează faptului că un șoc real în mod comun are o anumită inductanță diferențială.

Figura 12 - Fără filtru

Figura 13 - Utilizarea unui condensator X

Figura 14 - Utilizarea X-capacitor și Y-capacitor

Figura 15 - Utilizarea condensatorului X, condensatorului Y și șocul de mod comun

Exemplu de suprimare a interferențelor într-un telefon mobil

Surse de interferență radiate

Interferența generată de blocul de procesare a semnalului trece în blocul RF, ceea ce duce la o deteriorare semnificativă a sensibilității. Unitatea de procesare a semnalului a unui telefon mobil, care este de obicei construită pe un circuit integrat de procesare a semnalului în bandă de bază, controlează diferite semnale, cum ar fi semnalul vocal și semnalul pentru afișajul LCD. Circuitul integrat de procesare a semnalului este o sursă de zgomot semnificativ deoarece funcționează la o frecvență înaltă și are multe linii de date conectate la el. Când zgomotul trece prin liniile de date sau magistralele de alimentare/GND de la unitatea de procesare a semnalului la unitatea RF, sensibilitatea acestuia se deteriorează, ducând la o creștere a ratei de eroare a biților (BER).

Componente pentru suprimarea interferențelor în telefoanele mobile

Pentru a îmbunătăți parametrul BER (Bit Error Rate), adică pentru a reduce procentul de biți eronați primiți, este necesar să se suprima interferențele care pătrund din blocul de procesare a semnalului în blocul RF. Pentru a face acest lucru, instalați filtre EMI pe toate magistralele care conectează aceste unități. În plus, este, de asemenea, important să protejați unitatea de procesare a semnalului, deoarece nivelul de interferență pe care îl emite a crescut semnificativ la telefoanele mobile recente.

Instalarea filtrelor pe magistrala de control a afișajului

Busul de control LCD conține mai multe linii de semnal care se comută simultan, determinând o creștere semnificativă a curentului de impuls care curge în pământ (GND) și în circuitele de alimentare. Prin urmare, este necesar să se limiteze curentul care circulă prin liniile de semnal. În mod obișnuit, în acest scop sunt utilizate matricele de cipuri de ferită din seria BLA31 și filtrele cu cipuri EMIFIL® din seria NFA31G cu rezistență. Dacă, din motive de proiectare, utilizarea acestor componente nu este posibilă, atunci absorbantele EMC din seria EA ar trebui utilizate pentru a suprima interferențele care trec prin cablul flexibil al afișajului LCD.

Ecranare îmbunătățită

De obicei, un strat conductiv este aplicat pe suprafața interioară a carcasei de plastic a unui telefon mobil. Pe măsură ce funcționalitatea unui telefon mobil crește, crește și nivelul de interferență de la unitatea de procesare a semnalului. Prin urmare, este necesar să protejați unitatea de procesare a semnalului cu aceeași grijă ca și unitatea RF. Atunci când proiectați o carcasă pentru telefonul mobil, pentru a reduce impedanța la frecvențe înalte, ar trebui să încercați să asigurați o zonă de contact cât mai mare între părțile carcasei. Pentru a îmbunătăți ecranarea, elementele de ecranare metalice sau absorbante EMC ar trebui să fie utilizate în unitatea de procesare a semnalului, acolo unde este posibil.

Relația funcțională strictă dintre coeficienți, zgomotul de impuls deschide posibilitatea construirii unui circuit decisiv al dispozitivului de recepție în care prezența zgomotului de impuls nu crește sau aproape nu crește probabilitatea de recepție eronată a semnalului. În cazul ideal în care impulsurile sunt reprezentate de funcții delta, este posibilă suprimarea completă a zgomotului pulsului. Cu impulsuri reale de durată finită, interferența poate fi suprimată aproape complet, cu condiția ca în timpul recepției unui element de semnal numărul de impulsuri interferente să fie suficient de mic.

Orez. 8.4. O diagramă care ilustrează posibilitatea fundamentală de compensare a zgomotului de impuls.

Lăsați intrarea dispozitivului de recepție (Fig. 8.4) să primească un semnal care ocupă o bandă de frecvență convențională și zgomot de impuls. La început nu vom lua în considerare efectul asupra recepției al interferenței de fluctuație inevitabil existente. Să transmitem semnalul primit cu zgomot la doi multiplicatori, care primesc tensiuni de referință și , unde este un număr întreg astfel încât frecvența să fie în afara benzii de frecvență a semnalului. De exemplu, puteți alege sau, așa cum se face în Fig. 8.4, . Tensiunea de ieșire a multiplicatorilor este integrată pe interval, rezultând tensiuni proporționale cu și, care sunt alimentate la un circuit special care calculează valorile lui și. Aceste date fac posibilă reconstruirea pulsului de interferență dacă este suficient de precis aproximat de funcția delta. Deoarece integrarea necesită timp, pulsul reconstruit este întârziat cu acest timp în comparație cu impulsul primit la intrarea dispozitivului de recepție. Dacă semnalul recepționat este trecut printr-o linie de întârziere pentru un timp și pulsul de interferență reconstruit este scăzut din acesta, este posibil, în principiu, să se obțină un semnal eliberat de zgomotul de impuls.

Schema de mai sus, desigur, este foarte dificilă pentru implementare practică și este considerată aici doar ca dovadă a posibilității fundamentale de suprimare completă a zgomotului de impuls în cazul impulsurilor delta ideale.

Mai jos vom lua în considerare metode practic fezabile pentru suprimarea completă sau aproape completă a zgomotului de impuls. Cu toate acestea, înainte de a trece la descrierea lor, este util să folosim exemplul unui circuit idealizat din Fig. 8.4 să înțeleagă unele modele generale care sunt caracteristice tuturor acestor metode. Să începem prin a ține cont de deficiențele acestei scheme și de posibilitățile fundamentale de eliminare a acestora.

În primul rând, observăm că diagrama din fig. 8.4 vă permite să compensați un impuls de interferență numai dacă acesta este singurul pe durata elementului de semnal. Acest dezavantaj poate fi eliminat în mare măsură prin creșterea complexității circuitului. O posibilitate este ca, în loc să extindă semnalul zgomotos într-o serie Fourier în intervalul de durată, extinderea să fie aplicată în intervalul , unde este un număr întreg. Mai mult, spre deosebire de diagrama din fig. 8.4, tensiunea de referință trebuie să aibă o frecvență care este un multiplu de not , dar încă se află în afara benzii de frecvență a semnalului; integrarea trebuie efectuată la timp, iar linia de întârziere trebuie calculată pentru același timp. În acest caz, toate impulsurile interferente pot fi compensate dacă nu există mai mult de un impuls în fiecare interval.

O altă posibilitate de suprimare a impulsurilor interferente situate în mod arbitrar pe întregul element de semnal este utilizarea perechilor de tensiuni de referință și la frecvențe diferite aflate în afara benzii de frecvență a semnalului. Acest lucru ne permite să determinăm valorile care pot fi înlocuite în ecuația (8.34) pentru a calcula necunoscutele și . Calculul poate fi efectuat în principiu printr-un circuit electronic, iar compensarea este efectuată în același mod ca în Fig. 8.4.

Ambele opțiuni fac posibilă compensarea a nu mai mult de un anumit număr de impulsuri interferente pentru care este proiectat circuitul. În mod evident, este fundamental imposibil să se creeze un circuit capabil să compenseze orice număr arbitrar de mare de impulsuri, deoarece odată cu creșterea zgomotului pulsului se apropie de zgomotul alb normal.

Să revenim la diagrama din fig. 8.4, conceput pentru a compensa impulsurile de interferență unice și pentru a ține cont de influența interferenței de fluctuație inevitabil prezente. Efectul său, după cum este ușor de observat, se reflectă în faptul că circuitul de calcul al parametrilor primește nu coeficienții impulsului de interferență, ci sumele și , unde și sunt coeficienții la frecvența expansiunii seriei Fourier a zgomot de fluctuație pe interval . Ca urmare a acestui fapt, parametrii vor fi calculați incorect și nu va avea loc compensarea completă a impulsului de interferență. Mai mult decât atât, dacă în timpul unui element de semnal dat un impuls de interferență nu ajunge la intrarea receptorului, un impuls de compensare se va forma în continuare sub influența componentei corespunzătoare a zgomotului de fluctuație și va fi adăugat cu semnul opus semnalului. Deoarece coeficienții seriei Fourier de zgomot alb sunt reciproc independenți, acest lucru nu va duce la compensarea zgomotului, ci, dimpotrivă, va crește densitatea spectrală a acestuia.

Astfel, putem spune că diagrama din fig. 8.4, prin compensarea zgomotului de impuls, se pare că crește intensitatea zgomotului de fluctuație. Cu toate acestea, această creștere a densității spectrale a zgomotului de fluctuație este de obicei mică în comparație cu .

Pentru a reduce acest dezavantaj, puteți recurge la complicarea circuitului folosind un număr de dispozitive pentru calcularea parametrilor și folosind frecvențe diferite. Prin mediarea valorilor obținute ale acestor parametri, este posibil să se mărească precizia formării pulsului de compensare și să se reducă creșterea intensității interferenței de fluctuație la o valoare nesemnificativă. Dacă, în același timp, trebuie să puteți compensa impulsurile, atunci veți avea nevoie de perechi de tensiuni de referință, multiplicatori și integratori și circuite, fiecare calculând parametrii, urmat de o medie pe toate circuitele.

Astfel, compensarea zgomotului de impuls este realizată mai eficient, cu cât banda de frecvență este mai largă pentru a analiza oscilațiile la intrarea dispozitivului de recepție. Această concluzie, după cum vom vedea din exemplele ulterioare, este comună tuturor metodelor cunoscute de suprimare a zgomotului de impuls. Baza pentru aceasta poate fi faptul că principala diferență dintre seria (8.23) și o serie similară pentru interferența de fluctuație este conexiunea strictă dintre coeficienți. Folosind prezența acestei conexiuni, care, în special, se manifestă în durata scurtă a pulsului de interferență, este posibilă detectarea, analizarea și eliminarea interferenței pulsului folosind o metodă sau alta. Desigur, acest lucru poate fi realizat cu cât este mai ușor și mai complet cu cât este mai mare numărul de coeficienți ai seriei Fourier care sunt analizați, adică cu cât banda de frecvență este luată în considerare mai largă în procesul de recepție.

Rețineți că toate cele de mai sus sunt valabile doar atâta timp cât nu există interferențe concentrate în banda de frecvență extinsă. În caz contrar, componentele interferenței concentrate vor fi adăugate la coeficienții utilizați pentru calcularea parametrilor și pulsul de compensare va fi puternic distorsionat. Ca urmare, în loc de a compensa zgomotul de impuls, va exista o creștere a probabilității de eroare sub influența zgomotului concentrat aflat în afara benzii de frecvență ocupată de semnal.

Rezultă că măsurile de suprimare a interferențelor de impuls pot crește impactul interferențelor concentrate aflate în afara intervalului de frecvență a semnalului. Acest dezavantaj se manifestă într-o măsură sau alta cu toate metodele de suprimare a zgomotului de impuls. De obicei, nu poate fi eliminat complet și, prin urmare, atunci când se construiește un circuit de dispozitiv de recepție, trebuie făcute soluții de compromis în care zgomotul de impuls nu este complet suprimat, ci într-o măsură semnificativă, iar interferența concentrată afectează recepția doar puțin mai mult decât într-un circuit. construit fără a lua în considerare interferența pulsului.

Să acordăm atenție unei alte caracteristici importante a diagramei din fig. 8.4, care constă în folosirea unui dispozitiv neliniar pentru calcularea parametrilor și . Acest dispozitiv trebuie să fie neliniar, ceea ce decurge din natura neliniară a ecuațiilor (8.25) sau (8.34) în raport cu parametrii specificați. Necesitatea unui dispozitiv neliniar rezultă și din faptul că coeficienții seriei Fourier de zgomot de impuls nu sunt corelați reciproc și, prin urmare, nu sunt legați unul de celălalt prin nicio dependență liniară.

În condiții reale, impulsurile interferente nu sunt funcții delta. De obicei, ele pot fi considerate ca rezultatul trecerii unei funcții delta printr-un circuit liniar. În cazul general, zgomotul non-Gauss poate fi descris dacă sunt date funcții de distribuție dimensională pentru oricare. Cu toate acestea, menținând natura pulsată a interferenței, problema poate fi simplificată. Să existe un anumit număr astfel încât durata impulsului de interferență practic să nu depășească , unde este încă durata elementului de semnal. Dacă este suficient de mare, atunci analiza unui element al semnalului de intrare poate fi înlocuită, într-o primă aproximare, cu analiza valorilor sale eșantionului la momente discrete de timp la intervale. Valorile zgomotului în aceste puncte pot fi considerate independente și, prin urmare, pentru a găsi funcția de probabilitate și pentru a construi o regulă de decizie, este suficient să cunoaștem distribuția unidimensională a probabilității zgomotului. Acest lucru s-a făcut în lucrare, al cărei conținut este pe scurt după cum urmează.

Fie distribuția unidimensională a densității de probabilitate a interferenței egală cu . Limitându-ne la valorile semnalului primit uneori, unde , este un întreg, putem reprezenta funcția de probabilitate pentru semnal sub forma

, (8.35)

Pentru simplitate, ne vom limita la a lua în considerare sistemul binar, atunci regula optimă de recepție conform criteriului de maximă probabilitate este alegerea unei soluții despre ceea ce a fost transmis dacă

. (8.36)

Să notăm și să extindem fiecare termen (8.36) într-o serie Taylor în jurul lui . Acest lucru este întotdeauna posibil dacă funcția este continuă, mărginită și peste tot diferită de zero, ceea ce vom presupune. Atunci regula deciziei poate fi reprezentată ca

, (8.37)

. (8.38)

Funcția poate fi obținută ca urmare a trecerii semnalului primit printr-o rețea neliniară cu două terminale fără inerție cu o caracteristică.

Astfel, circuitul de decizie poate fi reprezentat ca un număr infinit de ramuri, fiecare dintre ele conţinând o reţea neliniară cu două porturi (8.39) şi o pereche de filtre potrivite cu şi respectiv (Fig. 8.5).

Limitându-ne la un număr finit de ramuri în circuitul din Fig. 8.5, obținem o schemă de decizie suboptimă. În special, dacă puterea semnalului este mică în comparație cu puterea de interferență în banda de frecvență analizată (care, de regulă, apare pe calea de bandă largă a receptorului), vă puteți limita la o ramură și puteți obține un circuit suboptimal prezentat în Smochin. 8.6.

Distribuția densității de probabilitate a zgomotului de impuls în multe cazuri este bine aproximată de funcție

, (8.40)

.

Orez. 8.6. Circuit de decizie suboptimal pentru recepția de semnale binare într-un canal cu zgomot de impuls.

În cazul special când , distribuția (8.40) devine normală. Acest lucru se întâmplă atunci când impulsurile trec printr-un filtru de bandă îngustă și se succed atât de des încât reacțiile pe care le provoacă sunt complet blocate. În acest caz, așa cum ar fi de așteptat, rețeaua neliniară cu patru porturi din circuitul din Fig. 8.6 degenerează în liniară. Mai mult, în diagrama din fig. 8.5, toate celelalte rețele cu patru terminale, cu excepția primei, se dovedesc a fi întrerupte, deoarece de la (8.39) la avem . Astfel, schema de decizie optimă degenerează în cea Kotelnikov.

În celălalt caz extrem, impulsuri complet neîntrerupte și caracteristica rețelei cu patru terminale din circuitul din Fig. 8.6 va fi . La obținem o rețea cu patru terminale cu caracteristică, adică un limitator ideal.

După cum se arată în , designul suboptimal din Fig. 8.6 vă permite să suprimați în mod semnificativ zgomotul de impuls. Această suprimare este mai semnificativă cu cât este mai mică. Când zgomotul de impuls este complet suprimat.

Comutarea surselor de alimentare în majoritatea cazurilor creează „voalul” electromagnetic principal de interferență în banda de frecvență 1...100 MHz, adică în toate benzile HF și la începutul VHF. Problema este complicată de faptul că numărul de astfel de unități se ridică astăzi la zeci într-o singură casă (calculatoare, monitoare, iluminat, diverse încărcătoare etc.) și sute într-o singură casă - în zona apropiată a antenei HF a unui amator post de radio.

În fig. Figura 1 prezintă o diagramă simplificată a unei surse de alimentare comutatoare. Mai precis, unitatea de conversie a tensiunii este prezentată într-o manieră extrem de simplificată, dar circuitele de suprimare a zgomotului, dimpotrivă, sunt prezentate complet. Și cazul general al sursei de alimentare este de la o priză cu trei fire (cu un fir de împământare separat).

Orez. 1. Circuitul de alimentare cu comutare

Choke-urile L1 și L2 suprimă interferențele în modul comun care provin de la sursa de alimentare și de la dispozitivul conectat la aceasta (de exemplu, un transceiver cu antenă) în cablul de rețea și mai departe în liniile de alimentare. Înfășurările inductorului L1 au de obicei o inductanță de aproximativ 30 mH. Acestea sunt elementele principale pentru suprimarea interferențelor în rețeaua de alimentare. Prin urmare, acestea trebuie să fie de înaltă calitate și să aibă impedanță ridicată pe toată banda suprimată, începând de la frecvența de comutare a tranzistorului de alimentare (de la zeci la sute de kiloherți) la câțiva megaherți.

Și în cazuri critice (receptoare sensibile și antenele lor în apropiere) - până la zeci sau sute de megaherți. Numai clapeta de accelerație nu poate face asta. Prin urmare, în astfel de cazuri, aceleași bobine sunt conectate în serie cu L1 și L2, dar cu o inductanță de 50...500 de ori mai mică decât cea indicată în Fig. 1. Aceste choke suplimentare trebuie să aibă o frecvență de rezonanță naturală ridicată pentru a suprima în mod eficient frecvențele înalte ale benzii necesare.

Condensatorul C1 suprimă zgomotul diferențial de joasă frecvență provenit de la sursa de alimentare către rețea. Interferența în modul comun de înaltă frecvență este suprimată de condensatoarele ceramice de capacitate mică C2 și C3, conectate în paralel cu C1.

Dar aceasta nu este singura funcție a C2 și C3. De asemenea, ele scurtcircuitează componenta de mod comun a impulsurilor de comutare către corpul dispozitivului.

Să ne uităm la asta mai detaliat. La scurgerea tranzistorului de putere există impulsuri dreptunghiulare cu o variație de aproximativ 300 V (tensiune de rețea rectificată și filtrată) cu o frecvență de câteva zeci până la sute de kiloherți. Fronturile acestor impulsuri sunt scurte (mai puțin de o microsecundă). În timpul acestor fronturi, tranzistorul cheie este în modul activ și se încălzește, așa că încearcă să facă fronturile mai scurte. Dar acest lucru extinde banda de interferență generată. Și totuși, în sursele de alimentare puternice, tranzistorul se încălzește. Pentru răcire, este fixat pe un radiator, care în unele cazuri este folosit ca carcasă metalică a sursei de alimentare (nu uitați de ecranare). Tranzistorul este izolat de carcasă cu o garnitură. Capacitatea de scurgere pe cutie poate ajunge la câteva zeci de picofaradi.

Acum să vedem ce avem: un generator de impulsuri dreptunghiulare cu tranzistor cu o leagăn de 300 V printr-un condensator de câteva zeci de picofarads (designul dintre drenajul tranzistorului răcit și corpul dispozitivului din Fig. 1 este prezentat cu linii întrerupte) este conectat atât la carcasele sursei de alimentare, cât și la sursa de alimentare furnizată de dispozitivele acesteia. Credem că acesta este un caz cu potențial zero, dar de fapt există un curent RF mare care curge prin capacitatea de proiectare a radiatorului. Acest lucru va duce la apariția unui curent mare în mod comun (și, prin urmare, interferențe) pe carcasele tuturor dispozitivelor conectate la sursa noastră de alimentare.

Pentru a preveni acest lucru, au fost instalați condensatoarele C2 și C3. Marginile de impuls din drenul tranzistorului, scurgeri prin capacitatea constructivă a radiatorului, prin aceste condensatoare și diode punte (mai precis, prin dioda deschisă în prezent) sunt scurtcircuitate la sursa tranzistorului. Această cale se dovedește a fi mai ușoară pentru ei decât răspândirea în fază între clădiri.

Condensatoarele C2-C4 sunt conectate între circuite sigure pentru oameni (ieșiri și carcasa sursei) și o rețea de alimentare de 230 V Pentru a asigura siguranța oamenilor, tensiunea nominală a acestor condensatoare este foarte mare (câțiva kilovolți). designul lor este de așa natură încât, în caz de accident, se întrerup și nu s-au închis. Condensatoarele instalate în locul C2-C4 sunt produse ca tip separat și se numesc condensatoare Y. Condensatoarele marcate Y1 sunt proiectate pentru impulsuri de tensiune de până la 8 kV, Y2 - până la 5 kV.

Din punct de vedere al suprimarii zgomotului, este indicat sa ai o capacitate mai mare a condensatoarelor C2-C4. Dar trebuie să ținem cont de faptul că, în cazul unei rețele cu două fire (sau o întrerupere a firului de împământare într-o rețea cu trei fire), ieșirile și carcasa sursei prin condensatoare C2-C4 sunt conectate la firul de fază de rețea. . Prin urmare, capacitatea lor totală trebuie selectată astfel încât curentul cu o frecvență de 50 Hz către carcasă să nu depășească 0,5 mA (neplăcut, dar nu fatal). Luând în considerare tensiunea maximă posibilă în rețea, împrăștiere, variațiile de temperatură și îmbătrânirea, nu se obține mai mult de 5000 pF.

Să luăm acum în considerare erorile făcute în filtrarea interferențelor de la surse pulsate.

Uneori, pentru a economisi bani, instalează doar unul dintre cei doi condensatori C2 sau C3. Ideea, la prima vedere, pare rezonabilă: la urma urmei, acestea sunt conectate în paralel prin capacitatea mare a condensatorului C1. Dar la frecvențe înalte, condensatoarele mari nu sunt deloc un scurtcircuit, ci au o impedanță inductivă vizibilă. Prin urmare, astfel de economii pot duce la faptul că la zeci de megaherți (peste frecvența de rezonanță a lui C1, care va fi mică, deoarece acesta este un condensator de mare capacitate), suprimarea curentului de mod comun care curge către carcasă va scăderea vizibilă.

Există o lipsă de condensator C4 - fie producătorul decide că C4 nu poate fi instalat, deoarece capacitatea transformatorului său este mică, fie un consumator curios ia o mușcătură, astfel încât sursa să nu usture cu un curent de scurgere de 50 Hz prin aceasta. condensator. Această problemă nu poate fi tratată cu circuite externe (deși un șoc extern bun de decuplare pe circuitele de ieșire reduce severitatea problemei), este necesar să puneți C4 la locul potrivit.

Absența C2, C3 poate fi acceptabilă, dar numai dacă toate trei dintre următoarele condiții sunt îndeplinite simultan: rețeaua este cu două fire, carcasa sursei de alimentare nu are contact cu carcasele dispozitivelor alimentate (plastic, pt. exemplu), tranzistorul de putere nu este instalat pe carcasa radiatorului. Dacă cel puțin una dintre condiții este încălcată, trebuie să existe C2 și C3.

Instalarea jumperilor în locul șocului principal de decuplare L1 este rară, dar încă se găsește în surse ieftine de la producători proști. Se pare că economisesc bani. Acest lucru poate fi tratat prin instalarea unei clapete de accelerație normală. Ca ultimă soluție, o astfel de sufocare poate fi realizată prin înfășurarea cablului de alimentare pe un miez magnetic mare de ferită.

Un jumper în loc de L2 se găsește, din păcate, adesea, chiar și printre producătorii decent. Aparent, ei cred că, deoarece acest inductor nu este necesar într-o rețea cu două fire (și acolo chiar nu este necesar, curentul nu are de unde să curgă), atunci se poate face fără el într-o rețea cu trei fire. Din păcate, nu, deoarece aceasta deschide o cale directă în rețea pentru interferența în modul comun (și interferența de la rețea la șasiu). Acesta poate fi corectat prin instalarea L2 în decalajul firelor dintre conectorul de rețea și placă. În cel mai rău caz, putem folosi un șoc extern pe cablul de alimentare.

În concluzie, să ne uităm la o eroare comună care se aplică nu numai comutării surselor de alimentare, ci și tuturor surselor de alimentare. Adesea, condensatoare suplimentare sunt instalate la stânga (conform Fig. 1) de la L1, așa cum se arată în Fig. 2. Trebuie să blocheze interferențele altor persoane care vin de la rețea la sursa de alimentare. Condensatorul C1 blochează zgomotul diferențial și nu ne deranjează. Dar condensatoarele C2 și C3, care scurtcircuitează interferența în modul comun din firele de rețea la firul de masă, pot provoca o conexiune HF între corpul dispozitivului și firele de alimentare (fază și neutru) ale rețelei. Acest lucru se va întâmpla dacă punctele din mijloc C2 și C3 sunt conectate la corpul dispozitivului, așa cum este arătat de linia punctată roșie din Fig. 2. Nu poți face asta (deși este trist, așa se conectează adesea). Interferența în modul comun RF din rețea va trece prin C2 și C3 către corpul dispozitivului. Și înapoi: curenții în modul comun ai dispozitivului (de exemplu, un transceiver cu antenă) vor curge în rețea. Conexiunea corectă a punctului de mijloc C2 și C3 ar trebui să fie numai la borna de împământare a prizei cu trei fire, dar nu și la corpul dispozitivului, adică la borna din stânga a inductorului L2, așa cum este arătat de linia verde din Fig. 2.

Orez. 2. Schema de alimentare

Dacă utilizați o sursă de alimentare cu două fire, atunci verificați dacă sursa de alimentare conține condensatori de la firele de rețea la corpul dispozitivului. Și dacă există, eliminați-le, deoarece aceasta este o cale directă pentru curenții în modul comun RF de la rețea la dispozitiv și înapoi.

Și dacă rețeaua este cu trei fire, atunci instalați inductorul L2 între corpul dispozitivului și masa rețelei (va rupe calea pentru curenții de mod comun dintre ele) și mutați punctul de mijloc al condensatorilor de intrare (C2, C3). în Fig. 2) la masa rețelei.

Protectorul de supratensiune prezentat în Fig. 2 cu condensatoare C1-C3, este un caz general pentru alimentarea oricăror dispozitive care generează interferențe de radiofrecvență, cum ar fi transmițătoarele HF.

Data publicării: 16.07.2017

Opiniile cititorilor

• Piper / 16.03.2019 - 10:57
  Nimic nu este confundat pe 1 mic C2 și C3 se găsesc după accelerația L1. Și pe 2 mici C2 și C3 sunt situate înainte de accelerația L1. De aceea există un punct de împământare. P.S. Porecla autorului este Goncharenko, nu Gocharko.
• Andrey / 15.05.2018 - 02:55
  Este cumva confuz, în Fig. 1 C2, C3 merg la corpul dispozitivului, iar în Fig. 2 merg la pământ. Care este corect?