Transformator plan: tehnologie, calcule, cost20.01.2018. Utilizarea transformatoarelor de putere plane și a plăcilor pe un substrat duraluminiu în sursele de alimentare moderne

Articolul anterior a discutat despre avantajele utilizării transformatoarelor plane în dispozitive de dimensiuni mici și mobile. Au fost date și caracteristicile miezurilor de ferită utilizate la proiectarea transformatoarelor plane. Această publicație propune o metodă de calcul a transformatoarelor plane pentru convertoarele de impuls direct și invers.

Introducere

Transformatoarele plane pot fi fabricate ca componente drop-in, ca ansambluri PCB cu un singur strat sau PCB-uri mici multistrat, sau integrate într-un PCB de alimentare cu mai multe straturi.

Avantajele importante ale componentelor magnetice plane sunt:

dimensiuni foarte mici; caracteristici de temperatură scăzută;

Măsurătorile parametrilor de funcționare ai transformatoarelor plane cu miezuri în formă de W și înfășurări realizate pe baza unei plăci de circuit imprimat multistrat arată că rezistența termică a acestor dispozitive este semnificativ (până la 50%) mai mică în comparație cu transformatoarele convenționale cu fir bobinat cu acelaşi volum efectiv al miezului V e . Acest lucru se datorează raportului mai mare dintre suprafața miezului și volumul său. Astfel, cu o capacitate de răcire crescută, transformatoarele plane sunt capabile să gestioneze densități mai mari de putere de transfer menținând în același timp creșterea temperaturii în limite acceptabile.

Această broșură descrie o metodă rapidă și ușoară de proiectare a transformatoarelor de putere plane și oferă exemple de dispozitive proiectate folosind această metodă.

Rezultatele testului de funcționare arată că creșterea măsurată a temperaturii corespunde bine cu datele de calcul.

Procedura de calcul

Determinarea inducției magnetice maxime

Pierderile în miez și conductor de cupru în timpul funcționării transformatorului duc la creșterea temperaturii. Valoarea acestei creșteri nu trebuie să depășească limita admisă pentru a evita deteriorarea transformatorului sau a restului circuitului. La echilibru termic, valoarea pierderilor totale în transformatorul Ptrafo este legată de creșterea temperaturii transformatorului D T printr-o relație similară cu legea lui Ohm:

unde R T este rezistența la temperatură a transformatorului. De fapt, P trafo poate fi gândit ca fiind capacitatea de răcire a unui transformator.

Este posibil să se stabilească o formulă empirică care raportează direct valoarea rezistenței termice a transformatorului de volumul magnetic efectiv V e al miezului de ferită utilizat (1). Această formulă empirică este valabilă pentru transformatoarele bobinate cu nuclee RM și ETD. O relație similară a fost găsită acum pentru transformatoarele plane cu nuclee în formă de W.

Folosind această relație, este posibil să se estimeze creșterea temperaturii transformatorului în funcție de inducția magnetică din miez. Datorită spațiului limitat de înfășurare disponibil pentru componentele magnetice plane, se recomandă utilizarea celor mai mari valori posibile ale densității fluxului.

Presupunând că jumătate din pierderile totale din transformator sunt pierderi de miez, putem exprima densitatea maximă de pierdere a miezului P miez în funcție de creșterea admisibilă a temperaturii transformatorului, după cum urmează:

Pierderea de putere în feritele noastre a fost măsurată în funcție de frecvență (f, Hz), densitatea de vârf a fluxului magnetic (B, T) și temperatură (T, °C). Densitatea pierderii miezului poate fi calculată aproximativ folosind următoarea formulă (2):

Aici C m, x, y, c t0, ct 1 și ct 2 sunt parametrii aflați prin aproximarea curbei de pierdere empirică. Acești parametri sunt specifici unui anumit material. Dimensiunile lor sunt alese astfel încât la o temperatură de 100 °C valoarea CT să fie egală cu 1.

Tabelul 1 prezintă valorile parametrilor de mai sus pentru mai multe mărci de ferite de mare putere de la Ferroxcube.

Tabelul 1. Parametrii de aproximare pentru calcularea densității pierderii miezului

Grad de ferită	f, kHz	Cm	X	y	ct 2	ct 1	ct 0
3C30	20-100	7,13x10 -3	1,42	3,02	3,65x10 -4	6,65x10 -2	4
3C30	100-200	7,13x10 -3	1,42	3,02	4x10 -4	6,8x10 -2	3,8
3C90	20-200	3,2x10 -3	1,46	2,75	1,65x10 -4	3,1x10 -2	2,45
3C94	20-200	2,37x10 -3	1,46	2,75	1,65x10 -4	3,1x10 -2	2,45
3C94	200-400	2x10 -9	2,6	2,75	1,65x10 -4	3,1x10 -2	2,45
3F3	100-300	0,25x10 -3	1,63	2,45	0,79x10 -4	1,05x10 -2	1,26
	300-500	2x10 -5	1,8	2,5	0,77x10 -4	1,05x10 -2	1,28
	500-1000	3,6x10 -9	2,4	2,25	0,67x10 -4	0,81x10 -2	1,14
3F4	500-1000	12x10 -4	1,75	2,9	0,95x10 -4	1,1x10 -2	1,15
3F4	1000-3000	1,1x10 -11	2,8	2,4	0,34x10 -4	0,01x10 -2	0,67

Valoarea maximă permisă Pcore este calculată folosind formula (2). Această valoare este apoi înlocuită în ecuația (3). Acum putem calcula inductia magnetica maxima admisa Bpeak prin rescrierea ecuatiei (3) dupa cum urmeaza:

Notă: valoarea maximă admisă a lui B poate fi găsită într-un alt mod - prin scrierea unui program de calculator care calculează pierderea de putere pentru o formă de semnal arbitrară folosind formula (3) pentru valorile date ale parametrilor de aproximare (3). Avantajul acestei abordări este că vă permite să calculați pierderile ținând cont de forma reală a modului B, precum și să selectați gradul optim de ferită pentru un anumit caz.

După ce a determinat inducția magnetică maximă admisă, numărul de spire ale înfășurărilor primare și secundare poate fi calculat folosind formule cunoscute, inclusiv topologia convertorului și tipul de transformator (de exemplu, invers și înainte).

Trebuie luată o decizie cu privire la modul în care înfășurările vor fi distribuite între straturile existente. Curenții care curg în urme vor face ca temperatura PCB să crească. Din motive de distribuție a căldurii, se recomandă distribuirea spirelor înfășurărilor în straturile exterioare simetric față de spirele înfășurărilor din straturile interioare.

Orez. 3. Vârful B în formule este egal cu jumătate din oscilația oscilațiilor de inducție în miez

Din punct de vedere al magnetismului, cea mai bună opțiune ar fi alternarea straturilor primare și secundare. Acest lucru va reduce așa-numitul efect de proximitate (vezi pagina 4). Cu toate acestea, înălțimea scăzută a înfășurării plane și numărul de spire necesare pentru o anumită aplicație nu permit întotdeauna alegerea designului optim.

Din punct de vedere al costurilor, se recomandă selectarea PCB-urilor cu o grosime standard a stratului de cupru. Valorile comune ale grosimii utilizate de producătorii de PCB sunt 35 și 70 de microni. Creșterea temperaturii în înfășurare, indusă de curenții care curg, depinde în mod semnificativ de grosimea straturilor de cupru.

Standardele de siguranță precum IEC 950 necesită o distanță de 400 µm în materialul PCB (FR2 sau FR4) pentru a asigura decuplarea înfășurării secundare de la sursa de alimentare. Dacă nu este necesară izolarea de rețea, este suficientă o distanță de 200 de microni între straturile de înfășurare. În plus, este necesar să se țină cont și de stratul pentru șablon - 50 de microni pe ambele părți ale plăcii.

Lățimea pistelor care formează înfășurările este determinată pe baza mărimii curentului și a densității maxime admisibile de curent. Distanța dintre ture depinde de capacitățile de producție și de buget. O regulă generală este că, pentru urmele cu grosimea de 35 µm, lățimea și distanța dintre urme ar trebui să fie mai mari de 150 µm, iar pentru urmele cu grosimea de 70 µm ar trebui să fie mai mari de 200 µm.

În funcție de capacitățile de producție ale producătorului de PCB, dimensiunile pot fi mai mici, dar acest lucru va implica cel mai probabil o creștere semnificativă a costului PCB-ului. Numărul de spire dintr-un strat și distanța dintre spire sunt desemnate cu Nl și, respectiv, s. Apoi, având în vedere lățimea de înfășurare disponibilă bw, lățimea ecartamentului wt poate fi calculată folosind următoarea formulă (vezi Fig. 4):

Orez. 4. Lățimea șenilei wt, distanța dintre șenile s și lățimea înfășurării b w

Dacă este necesară izolarea de la sursa de alimentare, situația se schimbă oarecum. Miezul este considerat parte a circuitului primar și trebuie separat cu 400 µm de circuitul secundar. Prin urmare, calea curentului de scurgere între înfășurările secundare apropiate de partea stângă și dreaptă a miezului și miezul în sine ar trebui să fie de 400 μm. În acest caz, lățimea ecartamentului trebuie calculată folosind formula (6), deoarece 800 µm trebuie să fie scăzute din lățimea de înfășurare disponibilă:

În formulele (5) și (6) toate dimensiunile sunt date în mm.

Determinarea creșterii de temperatură a unei plăci de circuit imprimat cauzată de curenții care curg

Ultimul pas care trebuie făcut este determinarea creșterii de temperatură în urmele de cupru cauzată de curenții care curg. Pentru a face acest lucru, este necesar să se calculeze valorile curente efective (rms) pe baza datelor de intrare și a parametrilor de ieșire doriti. Metoda de calcul depinde de topologia utilizată.

Secțiunea de exemple oferă calcule pentru tehnologia standard de convertizor direct și invers. În Fig. 5. În cazurile în care există un singur conductor sau în care inductanțele nu sunt prea apropiate, lățimea, grosimea și aria secțiunii transversale a conductorului, precum și curenții maximi admisibili pentru diferite creșteri de temperatură specificate, pot fi determinat direct din această diagramă.

Dezavantajul acestei metode de proiectare este că presupune că căldura generată în înfășurare este cauzată de fluxul de curent continuu, când în realitate există curent alternativ care provoacă efecte de piele și de proximitate.

Efectul pielii este cauzat de prezența într-un conductor a unui câmp magnetic creat de un curent care circulă chiar în acest conductor. O schimbare rapidă a curentului (la frecvență înaltă) induce inducția alternativă, care provoacă curenți turbionari. Acești curenți turbionari, care contribuie la curentul principal, sunt în direcția opusă acestuia. Curentul devine zero în centrul conductorului și se deplasează spre suprafață. Densitatea curentului scade exponențial de la suprafață la centru.

Adâncimea stratului de suprafață d este distanța de la suprafața conductorului în direcția centrului său, la care densitatea de curent scade cu un factor de e. Adâncimea stratului de suprafață depinde de proprietățile materialului, cum ar fi conductivitatea electrică și permeabilitatea magnetică și este invers proporțională cu rădăcina pătrată a frecvenței. Pentru cuprul la 60 °C, adâncimea stratului de suprafață poate fi calculată aproximativ folosind următoarea formulă:

Dacă se ia un conductor cu grosimea w t mai mică de 2 d, contribuția acestui efect va fi limitată. Acest lucru oferă o lățime a pistei mai mică de 200 µm pentru 500 kHz. Dacă este disponibilă o lățime mare de înfășurare pentru numărul necesar de spire, cea mai bună soluție din punct de vedere al magnetismului este împărțirea lor în piste paralele.

În situații reale, curenții turbionari vor fi prezenți în conductori, cauzați nu numai de câmpul magnetic variabil al propriului curent (efect de piele), ci și de câmpurile altor conductori aflați în apropiere. Acest efect se numește efect de proximitate. Dacă straturile primare și secundare alternează, influența acestui efect este mult mai mică. Faptul este că curenții din înfășurările primare și secundare curg în direcții opuse, astfel încât câmpurile lor magnetice se anulează reciproc. Cu toate acestea, conductoarele adiacente de pe același strat vor contribui în continuare la efectul de proximitate.

rezultate empirice

Măsurătorile de temperatură în mai multe tipuri de modele de plăci de circuit imprimat cu curenți alternativi care curg în înfășurări arată cu o acuratețe rezonabilă că, la frecvențe de până la 1 MHz, fiecare creștere a frecvenței cu 100 kHz dă o creștere a temperaturii plăcii de circuit imprimat care este de 2. °C mai mare decât valorile determinate pentru cazul curenților constanți.

Scopul este de a proiecta un transformator de linie cu parametrii dați în tabel.

Ca prim pas, se presupune că la o frecvență dată poate fi luată o valoare mare a inducției magnetice de vârf - 160 mT. Mai târziu vom verifica dacă acest lucru este posibil pentru valorile date ale pierderii miezului și ale creșterii temperaturii.

Exemplul 1. Transformator Flyback

Tabelul 2 arată numărul calculat de spire pentru cele mai mici șase combinații standard de miez planar și plăci Ferroxcube. În plus, sunt date valorile auto-inductanței înfășurării primare, lățimea spațiului de aer și curenții, calculate folosind formulele din caseta 1.

Tabelul 2. Calculul parametrilor de proiectare a mai multor transformatoare de linie

Miez	Ae, mm 2	Ve, mm 3	N1	N2	NIC	G, um	Alți parametri calculați
E-PLT14	14,5	240	63	7,4	7,2	113	L prim = 638 uH
E-E14	14,3	300	63	7,4	7,2	113	I p (rms.) = 186 mA
E-PLT18	39,5	800	23	2,7	2,6	41	I o (rms.) = 1593 mA
E-E18	39,5	960	23	2,7	2,6	41
E-PLT22	78,5	2040	12	1,4	1,4	22
E-E22	78,5	2550	12	1,4	1,4	22

Din Tabelul 2 se poate observa că numărul necesar de spire ale înfășurării primare pentru seturile de miez E-E14 și E-PLT14 este prea mare pentru ca înfășurarea să fie realizată pe baza unei plăci de circuit imprimat multistrat. Prin urmare, combinațiile de nuclee E-E18 și E-PLT18 arată a fi cea mai bună opțiune. Rotunjirea rezultatelor calculului pentru N1, N2 și NIC dă numerele 24, 3 și, respectiv, 3.

Pentru a determina pierderile în cazul unei unde de inducție triunghiulară unipolară cu o frecvență de 120 kHz, o inducție de vârf de 160 mT și o temperatură de funcționare de 95 °C, a fost utilizat un program bazat pe expresia (3). Pentru ferite de mare putere 3C30 și 3C90, pierderile de miez așteptate sunt de 385 mW/cm3 și, respectiv, 430 mW/cm3.

Densitatea de pierdere admisă la D T=35°C este de 470 mW/cm3 pentru E-PLT18 și 429 mW/cm3 pentru E-E18 (din expresia (1)).

Concluzia este că feritele 3C30 și 3C30 pot fi utilizate în ambele combinații de miez. Ferite de calitate mai mică cu pierderi de putere mai mari vor face ca temperatura să crească prea mult.

Cele 24 de spire ale înfășurării primare pot fi distribuite simetric pe 2 sau 4 straturi. Lățimea de înfășurare disponibilă pentru miezurile E-18 este de 4,6 mm. Din aceasta se poate observa că opțiunea cu două straturi a câte 12 spire fiecare va fi dificil de implementat și, prin urmare, costisitoare. Pentru a face acest lucru, va trebui să folosiți poteci foarte înguste, cu pasuri foarte mici. Prin urmare, se alege o opțiune cu patru straturi, câte 6 ture fiecare. Mai puține straturi într-un PCB multistrat va duce la costuri de producție mai mici. Prin urmare, vom furniza încă 3 spire ale înfășurării primare (pentru tensiunea IC) și 3 spire ale înfășurării secundare și câte un strat pentru fiecare dintre ele. Astfel, este posibil să se construiască o structură cu șase straturi, așa cum se arată în Tabelul 3.

Tabelul 3. Exemplu de proiectare a unui transformator cu șase straturi

Strat	Numărul de ture	35 µm	70 µm
sablon		50 µm	50 µm
primar	6	35 µm	70 µm
izolatie		200 µm	200 µm
primar	6	35 µm	70 µm
izolatie		200 µm	200 µm
IC primar	3	35 µm	70 µm
izolatie		400 µm	400 µm
secundar	3	35 µm	70 µm
izolatie		400 µm	400 µm
primar	6	35 µm	70 µm
izolatie		200 µm	200 µm
primar	6	35 µm	70 µm
sablon		50 µm	50 µm
TOTAL		1710 µm	1920 µm

În funcție de cantitatea de căldură generată de curenții care curg, puteți alege grosimea urmelor de cupru 35 microni sau 70 microni. Este necesară o distanță de 400 µm între straturile înfășurărilor primare și secundare pentru a asigura izolarea de rețea. Combinația E-PLT18 are o fereastră de înfășurare minimă de 1,8 mm. Acest lucru este suficient pentru o grosime a pistei de 35 de microni, ceea ce oferă o grosime totală a plăcii de circuit imprimat de aproximativ 1710 microni.

Pentru a reduce costul proiectării, am ales o distanță între piste de 300 μm. Calcularea lățimii pistei de înfășurare secundară folosind formula (5) dă rezultatul 1,06 mm, inclusiv decuplarea de la rețea.

Folosind diagrama din Fig. 5 și valoarea efectivă calculată (vezi Tabelul 2) a curentului în înfășurarea secundară egală cu 1,6 A, obținem o creștere a temperaturii de 25 °C pentru șenile cu grosimea de 35 microni și aproximativ 7 °C pentru șenile cu grosimea. de 70 microni.

Am presupus că creșterea temperaturii cauzată de pierderile în înfășurare este aproximativ jumătate din creșterea totală a temperaturii, în acest caz 17,5 °C. Evident, cu o grosime a urmei de 35 microni, creșterea temperaturii cauzată de un curent efectiv de 1,6 A va fi prea mare, așa că vor trebui folosite urme cu grosimea de 70 microni.

Lățimea pistelor spirelor înfășurării primare poate fi calculată folosind formula (5). Acesta va fi egal cu aproximativ 416 microni. Cu această lățime a căii, este puțin probabil ca curentul efectiv de 0,24 A din primar să provoace vreo creștere a temperaturii.

Deoarece frecvența este de 120 kHz, este de așteptat o creștere suplimentară a temperaturii PCB de aproximativ 2 °C în comparație cu situația în care curg numai curenți constanti. Creșterea totală a temperaturii PCB cauzată numai de fluxul de curent va rămâne sub 10 °C.

Un PCB cu șase straturi cu urme de 70 de microni trebuie să funcționeze în parametrii calculați. Grosimea nominală a PCB-ului va fi de aproximativ 1920 de microni, ceea ce înseamnă că combinația standard E-PLT18 W-core și wafer nu va funcționa în acest caz. Puteți utiliza combinația standard E-E18 de două miezuri în formă de W cu o fereastră de înfășurare de 3,6 mm. Cu toate acestea, o fereastră înfășurată atât de mare pare inutilă aici, așa că o soluție mai elegantă ar fi un miez personalizat cu o fereastră care măsoară aproximativ 2 mm.

Măsurătorile efectuate pe un design comparabil cu un miez de două jumătăți de ferită 3C90 în formă de W au înregistrat o creștere totală a temperaturii de 28 °C. Acest lucru este în concordanță cu calculele noastre, care au dat o creștere a temperaturii de 17,5 °C din cauza pierderilor de miez și de 10 °C din cauza pierderilor de înfășurare.

Conexiunea dintre înfășurările primare și secundare este bună, deoarece inductanța de scurgere este de numai 0,6% din inductanța înfășurării primare.

Exemplul 2. Transformator direct

Scopul aici este de a proiecta un transformator direct cu capacitatea de a selecta unul dintre cele patru rapoarte de transformare, care sunt adesea folosite în convertoare DC-DC de putere redusă. Caracteristicile dorite sunt prezentate în tabelul de mai sus.

Mai întâi trebuie să verificați dacă combinațiile dintre cele mai mici dimensiuni ale miezului din gama standard - E-PLT14 și E-E14 - sunt potrivite pentru această aplicație. Calculând densitatea maximă admisă de pierdere în miez la o creștere a temperaturii de 50 °C, obținem 1095 mW/cm3 pentru combinația E-E14 a două nuclee în formă de W și 1225 mW/cm3 pentru combinația E-PLT14 a unui W. -miez si placa in forma. În continuare, calculăm densitatea pierderii în miez folosind formula (3) în cazul unei unde de inducție triunghiulară unipolară cu o frecvență de 500 kHz pentru mai multe valori ale inducției de vârf.

Rezultatele obţinute arată că la un vârf de inducţie magnetică de aproximativ 100 mT, pierderile sunt mai mici decât maximul admisibil, calculat prin formula (2). Numărul de spire și curenții efectivi sunt calculate folosind formulele date în caseta 1. Cu o densitate maximă a fluxului magnetic de 100 mT și parametrii specificați mai sus, rezultă că la o frecvență de 530 kHz E-E14 și E-PLT14 combinațiile sunt potrivite pentru utilizare și numărul de spire este acceptabil. Rezultatele calculului sunt prezentate în tabelul 4.

Tabelul 4. Calculul parametrilor de proiectare a mai multor transformatoare directe

Miez	Vin, V	Vout, V	N1	N2	L prim, pH	I o(ef.), mA	Imag, mA	I p(ef.), mA
E-PLT14	48	5	14	3,2	690	2441	60	543
	48	3,3	14	2,1	690	3699	60	548
	24	5	7	3,2	172	2441	121	1087
	24	3,3	7	2,1	172	3669	212	1097
E-E14	48	5	14	3,2	855	2441	48	539
	48	3,3	14	2,1	855	3669	48	544
	24	5	7	3,2	172	2441	97	1079
	24	3,3	7	2,1	172	3669	97	1080

O determinare finală a densității pierderii miezului la o temperatură de funcționare de 100 °C pentru forma de undă de inducție specificată de 530 kHz dă rezultate de 1030 mW/cm3 pentru ferita 3F3 și 1580 mW/cm3 pentru ferita 3F4. Evident, cea mai bună opțiune este 3F3. Creșterea temperaturii în miezul E-PLT14 este:

(densitate de pierdere calculată în 3F3/densitate de pierdere admisă) X 1/2DT = (1030/1225) X 25 °C = 21 °C

Pentru combinația E-E14, creșterea temperaturii este de 23,5 °C. Înfășurarea primară necesită 7 sau 14 spire, în funcție de tensiunea de intrare. În cazul unui transformator direct convențional, același număr de spire este necesar pentru înfășurarea demagnetizării (restaurării). Pentru a putea folosi 7 sau 14 spire si acelasi numar de spire pentru infasurarea demagnetizatoare s-a ales un design cu 4 straturi a cate 7 spire fiecare. Când sunt necesare 7 spire ale înfășurărilor primare și demagnetizatoare, spirele celor două straturi sunt conectate în paralel. Acest lucru va avea un efect suplimentar - reducerea la jumătate a densității curentului în pistele de înfășurare.

Când sunt necesare 14 spire ale înfășurărilor primare și de demagnetizare, spirele celor două straturi sunt conectate în serie, astfel încât numărul efectiv de spire să devină 14.

Lățimea de înfășurare disponibilă pentru miezul E-14 este de 3,65 mm. Pentru un design eficient din punct de vedere al costurilor, cu o distanță de 300 µm, lățimea pistei la 7 spire pe strat este de 178 µm.

Grosimea pistelor ar trebui să fie de 70 de microni, deoarece la o tensiune de intrare de 24 V curentul efectiv în înfășurarea primară va fi de aproximativ 1,09 A. Acest lucru dă (vezi Tabelul 2) o lățime efectivă a pistei de 356 microni (lățimea se dublează). ca urmare a conectării în paralel a pieselor de înfășurare la utilizarea a 7 spire) creșterea temperaturii 15 °C. O tensiune de intrare de 48 V va produce un curent efectiv de aproximativ 0,54 A.

În acest caz, contribuția pierderilor în înfășurare la creșterea globală a temperaturii va fi de aproximativ 14 °C cu o lățime a căii de 178 μm (14 spire conectate în serie).

Lățimea pistei de 178 µm cu o distanță de 300 µm pentru o grosime a căii de 70 µm se abate ușor de la regula noastră generală (distanța pistelor și lățimea pistei > 200 µm). Acest lucru poate duce la costuri de fabricație ușor mai mari pentru PCB-urile multistrat. Înfășurarea secundară necesită 3 sau 2 spire. Când un strat este alocat fiecărei viraj, lățimea pistei este de 810 și, respectiv, 1370 µm. Curenții secundari efectivi de 2,44 și 3,70 A provoacă o creștere a temperaturii în înfășurări de aproximativ 25 °C, care este prea mare având în vedere creșterea temperaturii în înfășurările primare. În acest caz, cea mai bună soluție ar fi să folosiți 2 straturi pentru ambele înfășurări. Când aceste straturi, fiecare dintre ele având 3 spire, sunt conectate în paralel, densitatea de curent se înjumătățește. Din fig. 5, se poate determina că contribuția pierderilor de înfășurare la creșterea totală a temperaturii în această situație va fi de aproximativ 6 °C. Creșterea totală a temperaturii în PCB va fi de aproximativ 21°C plus creșterea suplimentară cauzată de pierderile de curent alternativ. Deoarece frecvența este de 500 kHz, este necesar să adăugați aproximativ 10 °C în plus, ceea ce înseamnă că temperatura PCB va crește cu 31 °C.

Numărul de spire și lățimea pentru fiecare strat al acestui design sunt date în Tabelul 5. Cel puțin un strat, indicat în tabel ca suplimentar, este necesar pentru a realiza conexiuni. Totuși, acest lucru ne va oferi un total de 9 straturi, ceea ce în termeni de producție este același cu 10 straturi (următorul număr par). Din acest motiv, straturile superioare și inferioare ale PCB-ului sunt folosite ca straturi suplimentare - și pentru că oferă beneficiul suplimentar de a reduce densitățile de curent în urme cu un factor de doi. Urmele de pe aceste straturi se conectează la urmele din stratul interior prin găuri placate cu cupru și „aduc” intrările și ieșirile înfășurărilor primare și secundare pe două părți ale plăcii de circuit imprimat. În funcție de modul în care sunt conectate intrările și ieșirile de pe părțile primar și secundar, pot fi obținute 4 valori diferite ale raportului de transformare.

Tabelul 5. Exemplu de design cu 10 straturi

Strat	Numărul de ture	70 µm
sablon		50 µm
strat suplimentar		70 µm
izolatie		200 µm
demagnetizare primară	7	70 µm
izolatie		200 µm
primar	7	70 µm
izolatie		200 µm
secundar	3	70 µm
izolatie		200 µm
secundar	2	70 µm
izolatie		200 µm
secundar	2	70 µm
izolatie		200 µm
secundar	3	70 µm
izolatie		200 µm
primar	7	70 µm
izolatie		200 µm
demagnetizare primară	7	70 µm
izolatie		200 µm
strat suplimentar		70 µm
sablon		50 µm
TOTAL:		2600 µm

Grosimea totală nominală a PCB-ului va fi de aproximativ 2,6 mm, ceea ce depășește fereastra de înfășurare disponibilă a combinației de miez E-PLT14 de 1,8 mm. Combinația E-E14 poate fi folosită, însă are o fereastră de înfășurare minimă de 3,6 mm - mult mai mare decât ceea ce este necesar de fapt. O soluție mai de succes ar fi un miez non-standard cu o dimensiune redusă a ferestrei.

Măsurătorile de temperatură ale acestui PCB au fost făcute folosind termocupluri în diferite condiții. Pentru testare, am folosit opțiunea de conversie 24/5 V, care oferă cele mai mari densități de curent. În primul rând, curenții continui egali cu cei calculati au fost furnizați separat înfășurărilor primare și secundare. Un curent continuu în înfășurarea primară de 1079 mA a dat o creștere a temperaturii de 12,5 °C, iar un curent în înfășurarea secundară de 2441 mA a dat o creștere a temperaturii de 7,5 °C. După cum era de așteptat, atunci când ambii curenți au fost aplicați la PCB în același timp, creșterea temperaturii a fost de 20°C.

Procedura de mai sus a fost repetată pentru curenți alternativi de mai multe frecvențe cu valori efective egale cu cele calculate. La o frecvență de 500 kHz, creșterea totală a temperaturii pe placa de circuit imprimat a fost de 32 °C. Cea mai mare creștere suplimentară de temperatură (7 °C) cauzată de pierderile de curent alternativ a fost observată în înfășurările secundare. Acest lucru este logic, deoarece influența efectului de piele este mai pronunțată în pistele largi ale înfășurărilor secundare decât în pistele înguste ale înfășurărilor primare.

În final, măsurătorile de temperatură au fost efectuate cu miezuri standard (combinația E-E14) instalate pe PCB în condiții corespunzătoare condițiilor de funcționare ale unui transformator direct. Creșterea temperaturii plăcii de circuit imprimat a fost de 49 °C; punctul maxim de încălzire al miezului era pe partea superioară a acestuia, iar temperatura acolo era de 53 °C. Au fost observate creșteri de temperatură de 49 °C și 51 °C în partea centrală a miezului și, respectiv, în partea exterioară a acestuia.

După cum au prezis calculele, acest design este oarecum critic pentru setul de două miezuri în formă de W, deoarece temperatura la punctul maxim de încălzire a fost înregistrată la 53 °C, care este peste 50 °C. Cu toate acestea, atunci când se utilizează miezuri mai plate (non-standard) în formă de W, temperatura este în limite acceptabile.

În articolul următor ne vom uita la un exemplu de calcul al unui convertor DC/DC de 25 de wați bazat pe un transformator plan.

Literatură

Mulder S. A. Notă de aplicare privind proiectarea transformatoarelor de înaltă frecvență cu profil redus. Componente Ferroxcube. 1990. Mulder S. A. Formule de pierderi pentru ferite de putere și utilizarea lor în proiectarea transformatoarelor. Componente Philips. 1994. Durbaum Th., Albach M. Pierderi de miez în transformatoare cu o formă arbitrară a curentului de magnetizare. EPE Sevilla. 1995. Brockmeyer A. Evaluarea experimentală a influenței premagnetizării DC asupra proprietăților feritelor electronice de putere. Universitatea de Tehnologie din Aachen. 1995. Notă tehnică Ferroxcube Components. Convertor DC/DC de 25 W folosind magnetice planare integrate.9398 236 26011. 1996.

Transformatoarele plane sunt o alternativă excelentă la transformatoarele standard și la bobinajele de sârmă. Baza transformatoarelor plane sunt plăcile cu circuite imprimate multistrat.

Astăzi, dezvoltarea transformatoarelor plane necesită utilizarea componentelor cu dimensiuni minime, deoarece dimensiunile electronicii sunt în continuă scădere.

Transformatoare de putere plane

Proiectarea transformatoarelor de putere plane poate fi realizată fie cu componente over-the-board, cum ar fi o placă cu un singur strat sau mai multe straturi, fie ca un PCB cu mai multe straturi.

Avantajele transformatoarelor plane:

au dimensiuni mici;
au caracteristici excelente de temperatură;
au inductanță de scurgere scăzută;
au o repetabilitate excelentă a proprietăților.

Datorită raportului mai mare dintre suprafața miezului și volumul său, rezistența termică a unor astfel de dispozitive poate fi de 2 ori mai mică decât cea a transformatoarelor convenționale cu fir bobinat.

Figura 1. Proiectarea transformatoarelor plane

Prin urmare, datorită capacității lor de răcire crescute, transformatoarele plane pot face față densităților de putere mai mari, menținând în același timp creșterea temperaturii în limite acceptabile.

Transformatoare plane bazate pe plăci de circuite imprimate multistrat

Când vine vorba de componentele semiconductoare, inclusiv cele pasive, care includ condensatoare și rezistențe, există o gamă destul de largă.

Cu toate acestea, astăzi vom vorbi despre transformatoarele plane.

În mod obișnuit, în multe cazuri, proiectanții folosesc transformatoare standard și șocuri care sunt înfășurate cu fir. Dar vom descrie transformatoare plane (PT) bazate pe plăci multistrat.

Deoarece costul plăcilor multistrat tinde să scadă, transformatoarele plane le înlocuiesc treptat pe cele convenționale. Mai ales în cazurile în care este necesară o componentă magnetică mică.

În tehnologia de producție a transformatoarelor plane, înfășurările sunt jucate de piste pe o placă de circuit imprimat sau secțiuni de cupru care sunt imprimate și separate de diferite straturi de material izolator.

Înfășurările pot fi realizate și din plăci multistrat. Sunt plasate între miezuri mici de ferită.

În ceea ce privește proiectarea transformatoarelor plane, acestea pot fi împărțite în mai multe tipuri.

Componente plane montate – sunt cele mai apropiate de componentele inductive convenționale. Ele pot înlocui piese convenționale pe plăci de circuite imprimate cu un singur strat sau mai multe straturi. Înălțimea unei componente plane cu balamale poate fi redusă prin scufundarea miezului într-o decupare a plăcii de circuit imprimat. În acest caz, înfășurarea ar trebui să se afle pe suprafața plăcii.
Tip hibrid de transformatoare plane. Acest tip implică încorporarea unei părți a înfășurărilor în placa de bază. În același timp, cealaltă parte a înfășurărilor este situată pe o placă de circuit imprimat multistrat, care este conectată la placa de bază. Dar în acest caz, placa de bază trebuie să aibă găuri pentru miezul de ferită.
Înfășurarea este complet integrată în PCB-ul multistrat. Jumătățile miezului sunt conectate prin lipire sau prindere. Totul depinde de preferințele clientului și ale producătorului.

Avantajele tehnologiei planare

În comparație cu înfășurarea convențională a firului, tehnologia plană pentru fabricarea componentelor magnetice are o serie de avantaje.

Transformatoarele plane și-au găsit prima aplicație în conversia puterii. În acest scop, în transformatoarele plane au fost utilizate ferite de frecvență medie și înaltă. Puteți cumpăra un transformator plan de la producător.

Dacă sunteți interesat de dezvoltarea de transformatoare plane personalizate, atunci inductanța filtrului de linie poate fi mărită prin înlocuirea feritei puternice cu materiale cu permeabilitate magnetică ridicată.

În transmisia semnalului în impulsuri, un transformator de bandă largă situat între circuitul integrat al generatorului de impulsuri și cablu asigură decuplarea și potrivirea impedanței. În cazul unei interfețe S sau T, trebuie să fie și ferită cu permeabilitate magnetică ridicată.

Nu cu mult timp în urmă, am fost abordat de o companie care trebuia să dezvolte o linie de drivere LED. Nu voi numi numele companiei și caracteristicile de performanță ale șoferilor. Nu am semnat un NDA, dar etica este etică. Părea o comandă normală pentru un șofer, zeci dintre ele erau colectate pe an, dar existau două cerințe care se exclud reciproc: PrețȘi dimensiuni.

Sarcina este simplă din punctul de vedere al proiectării circuitelor, dar din punct de vedere al producției și al designului s-a dovedit a fi foarte interesantă. Și așa - a fost necesar să se producă un driver de rețea pentru LED cu un corector de factor de putere (putere aproximativ 100 W), care costul a fost în jur de 3 dolari pe serial și a avut dimensiunile înălțimii nu mai mult de 11 mm! Mulți vor spune: „Care este problema cu a face un șofer ieftin?”, dar unul ieftin nu va funcționa, pentru că încă o cerință - este posibil să dai fără teamă 5 ani garantie. Și de aici începe distracția.

S-a făcut alegerea topologiei și a designului circuitului, totul se potrivea dimensiunilor și costurilor, dar o imagine atât de minunată a fost stricat de transformatorul „clasic”. Este uriaș, este scump, este dificil din punct de vedere tehnologic de fabricat. Ultima problemă a rămas de rezolvat, iar după două zile de gândire și calcule s-a găsit - transformator plan.

Dacă vă interesează ce alegere a fost făcută, pe ce argumente s-a bazat și cum am reușit să facem ca costul transformatorului să fie mai mic de 0,5 USD, atunci vă invit la podcast. Ei bine, pentru a vă îmbunătăți „pofta de mâncare”, atașez o fotografie a transformatorului terminat:

Principalele dezavantaje ale transformatoarelor „clasice”.

Cred că nu este un secret pentru nimeni cum arată un transformator obișnuit, dar în cazul în care cineva a ratat ultimii 150 de ani ai revoluției industriale, așa că permiteți-mi să vă reamintesc:

Așa arată un transformator obișnuit, înfășurat pe un cadru dintr-un miez RM12. De ce este atât de rău? Există mai multe motive pentru aceasta, desigur, unele dintre ele își pierd relevanța în anumite sarcini, dar povestea va fi spusă în contextul sarcinii cu care mă confrunt. Și iată principalele:

Înălţime. Chiar și o persoană cu un ochi sărac poate estima aproximativ dimensiunea unui transformator dintr-o fotografie și poate spune cu încredere: „Este cu siguranță mai mare de 11 mm”. Într-adevăr, înălțimea transformatorului pe RM12 este de aproximativ 24 mm, care este de peste 2 ori valoarea necesară
Fabricabilitatea. Când trebuie să înfășurați 1-2 transformatoare, luați cadrul, firul și îl înfășurați. Când trebuie să bobinați 100–200 de bucăți, puteți comanda bobinaj în țara dvs., prețul este încă rezonabil. Când trebuie să bobinați 10.000 de bucăți, apoi alte 50.000, atunci apar o mulțime de nuanțe: preț, calitate, alegerea unui alt antreprenor în Asia. Toate acestea măresc costul final al produsului, atunci când am nevoie doar de super ieftin și de foarte înaltă calitate.
Repetabilitate. Este foarte dificil să înfășurați și să asamblați două transformatoare identice este imposibil să faceți 10.000 de transformatoare identice. Am patit asta la greu de mai multe ori, mai ales cand vine vorba de productie in SA. Acum imaginați-vă
că va trebui să „filezi” aceste 10.000 de transformatoare în timpul asamblarii finale. Introdus? Te-ai simțit trist de cantitatea de muncă implicată și, prin urmare, de cost? Cred că are.
Pretul. Acesta este, în general, un punct foarte dificil, dar să ne uităm la fotografia de mai sus și să vedem că pentru a asambla un transformator clasic avem nevoie de un cadru, miez, capse, sârmă de cupru, izolație și toate acestea manual sau pe o mașină semi-automată. Să presupunem că toate acestea costă „X dolari”. Pentru a face un transformator plan, aveți nevoie doar de un miez. Cred că este evident aici că o parte este în mod clar mai ieftină decât o parte identică + încă 4 componente?

În acest moment, probabil că ești depășit de chin: „Dacă totul este atât de rău, atunci de ce sunt atât de comune transformatoarele obișnuite?” Puțin mai devreme am spus că unele dintre aceste dezavantaje în anumite sarcini nu sunt un dezavantaj. De exemplu, dacă deschideți UPS on-line, veți vedea că transformatorul nu este cel mai mare element de acolo. Și dacă asamblați loturi mici de până la 100–200 de dispozitive pe lună, atunci costul se va uniformiza probabil, deoarece 100–200 de bucăți pot fi deja fabricate în Rusia sau puteți închiria o bobinatoare, cumpărați o mașină chinezească sau puteți să o faceți singur pentru 100–200 de mii de ruble. și bucurați-vă de viață.
Și poate că locul principal în care transformatoarele plane nu le vor înlocui pe cele convenționale sunt convertoarele cu putere nominală mai mult de 2000 W.

Proiectarea transformatorului plan

În prima poză vezi acest tip de transformator deja asamblat, aspectul este foarte neobișnuit, nu-i așa? Deși oamenii care au deschis televizoare moderne și au încărcat laptopuri (nu ieftine) probabil că au văzut deja astfel de transformatoare sau altele asemănătoare.

Transformatoarele plane pot fi realizate în diferite modele, nu există o clasificare clară din câte știu, dar le împart în 2 tipuri:

Indiferent de tipul de transformator plan considerat, ele au un lucru în comun - toate înfășurările sunt realizate sub formă de piste de cupru pe o placă de circuit imprimat.

Dacă decideți să vă familiarizați cu această tehnologie mai detaliat și să vă îndreptați către Google, probabil că veți întâlni fraza din multe articole: „... și, în sfârșit, în ultimii ani, transformatoarele plane au devenit accesibile. Acest lucru se datorează faptului că plăcile multistrat au devenit mai ieftine.” Când am proiectat primul meu transformator plan, în 2010–11, această frază m-a derutat. Am crezut naiv că planarele sunt realizate exclusiv pe plăci cu circuite imprimate multistrat. Pe vremea aceea, încă studiam la universitate și, deși am lucrat și am primit o bursă bună, acest tip de tablă nu era foarte accesibil pentru mine din punct de vedere financiar. M-am gândit la asta și am decis să-mi fac propriul Facebook!!! Pentru a reduce costul acestei tehnologii, după cum sa dovedit mai târziu, a venit cu o bicicletă.

Esența reducerii costurilor a fost utilizarea unei „plăcinte” din mai multe plăci de circuite imprimate cu două straturi de grosime mică (0,8 sau 1 mm). Mie mi s-a părut o soluție genială și simplă. Singura problemă a fost că, ca întotdeauna, m-am uitat la soluțiile companiilor de top implicate în electronica de putere, precum Texas Instruments, Linear, Infineon, Murata, și au folosit plăci de circuite imprimate cu 6-8 straturi, iar în 2010 chiar avea clasa standard 4 (0,15/0,15 mm) erau foarte scumpe. Apoi s-a dovedit că am fost invitat la o companie bună pentru un stagiu de vară și acolo mi-au spus și mi-au arătat că fac astfel de „plăcinte” pentru transformatoare plane deja de 10 ani. Alte companii mai mici ca rang decât TI și Infineon au procedat la fel. Principalul lucru este ideea a fost corectăși o astfel de decizie nu este doar corectă, ci și testat în timp.

Toate elementele „plăcintei” sunt plăci obișnuite cu două straturi de o clasă standard de precizie, ceea ce înseamnă că sunt atât de ieftine și orice producător de plăci de circuit imprimat le poate produce. Elementele „plăcintei” transformatorului plan arată astfel:

După cum puteți vedea, în transformatorul meu sunt doar 3 elemente, deși ar putea fi mai multe. De ce 3? Conform calculelor mele, pentru a obține inductanța necesară în înfășurarea primară, voi avea nevoie de 6 straturi. 2 straturi îmi oferă placa principală + 2 straturi „bucată de plăcintă” + 2 straturi „bucată de plăcintă”. Înfășurarea secundară se potrivește doar în 2 straturi, care este o altă „bucată de plăcintă”. Ca rezultat, are un teanc de 4 plăci de circuite imprimate cu două straturi. Aritmetica suplimentară este și mai simplă: folosesc un miez ELP18/4/10, ceea ce înseamnă că distanța pentru „înfășurări” este de 4 mm. Împărțim această distanță la numărul de plăci: 4 mm / 4 plăci = 1 mm - grosimea fiecărei plăci de circuit imprimat. E simplu!

Dacă brusc nu înțelegeți de unde provine distanța de 4 mm, puteți consulta fișa de date pentru miez aici. Și pentru cei care nu se simt confortabil să urmeze link-uri sau nu doresc să cheltuiască trafic pe un pdf mare, o mică decuplare:

După cum puteți vedea, dimensiunea ferestrei de bază pe o jumătate este de 2 mm, pe a doua jumătate este de asemenea de 2 mm. Înălțimea totală a ferestrei este de 4 mm.

Acum vă puteți da seama în ce constă costul unui transformator plan. De fapt, există doar 2 componente: un miez și 3 plăci de circuite imprimate. Nucleul costă 0,14 USD cu ridicata, 3 plăci de circuite imprimate costă 0,11 USD fiecare, tot în serie. Primim 0,47 USD pentru costul transformatorului în sine. Nu am inclus compusul pentru lipirea miezurilor aici, pentru că... dacă îi repartizi costul pe întregul lot, atunci nici măcar nu adună până la 1 cent și nu am numărat munca de asamblare. Lucrarea nu este luată în considerare dintr-un singur motiv simplu - transformatorul este asamblat în etapa de instalare manuală, iar în Asia costă un ban. Pentru comparație, lipirea a 2 tranzistoare într-un pachet TO-220 costă la fel ca instalarea unui transformator plan, adică din nou costul este minuscul. Așa obținem numărul 0.5$ pentru 1 transformator de până la 100 W.

Puțin despre rezultatele mele... Am reușit să mă încadrez în dimensiunile de înălțime și chiar am făcut mai bine - în loc de maxim 11 mm, am obținut 9,6 mm. Pe de o parte, este greu de observat, dar în practică aceasta este o reducere a dimensiunii cu aproximativ 13%. Mai mult, dimensiunea principală a înălțimii nu mai era determinată de transformator, ci de condensatoare electrolitice SMD la intrare și la ieșire.
În ceea ce privește costul, nu vă pot da o cifră exactă, dar am reușit să îndeplinim cerințele. Aici este de remarcat eforturile clientului însuși, acesta a reușit să găsească furnizori care, pentru o serie mare, au putut să dea prețuri la același nivel, și uneori chiar puțin mai mici, decât pentru digikey. Meritul meu personal este că am rezolvat o problemă tehnică și am făcut-o ieftin, iar clientul însuși a făcut-o super-ieftin fără pierderi de calitate.

Capacități tehnice oferite de un transformator plan

În plus, articolul meu capătă un caracter mai tehnic decât unul narativ, iar dacă nu te interesează electronica de putere, calculele uscate și alte lucruri urâte, atunci poți să nu mai citești și să treci la discuții din comentarii. Nu vor mai fi poze frumoase. Dacă intenționați să adoptați această tehnologie pentru dvs., atunci totul abia începe pentru dvs.

Pentru a putea evalua mai clar întregul potențial al acestui tip de transformator, pot spune că în acest proiect, folosind o pereche de nuclee ELP18/4/10, am reușit să construiesc un convertor rezonant cu o putere de 65 W. Acum uită-te la dimensiunile sale generale, nu este rău pentru un lucru atât de mic?

Metoda de calcul pentru transformatorul plan

Există destul de multe metode care vă permit să calculați acest tip de transformatoare. Adevărat, literatura principală, inclusiv literatura științifică, este în principal în engleză, germană și chineză. Am încercat mai multe în practică, toate au fost preluate din surse în limba engleză și toate au dat rezultate acceptabile. În procesul de lucru de-a lungul mai multor ani, am făcut mici ajustări care mi-au permis să măresc ușor precizia calculelor și este această tehnică pe care ți-o voi demonstra.

Nu am nicio ambiție pentru unicitatea sa și nici nu garantez că rezultatele sale sunt suficient de precise în toate intervalele de frecvență și putere. Prin urmare, dacă intenționați să-l utilizați la locul de muncă, atunci fiți atenți și monitorizați întotdeauna caracterul adecvat al rezultatelor.

Calculul unui transformator plan

Când se calculează orice transformator, primul pas este să găsești valoarea maximă a inducției magnetice. Pierderile în miez și în conductoarele de cupru duc la încălzirea transformatorului, deci trebuie făcute calcule în raport cu supraîncălzirea maximă admisă a transformatorului. Acesta din urmă este selectat în funcție de condițiile de funcționare și cerințele pentru dispozitiv.

Facem o ipoteză empirică în care presupunem că jumătate din pierderile totale ale transformatorului sunt pierderi în miez. Pe baza acestei ipoteze, calculăm densitatea maximă de pierdere în miez folosind formula empirică:

Unde este valoarea volumului magnetic efectiv V.E. preluat din documentația pentru nucleul în [cm 3], valoarea maximă de supraîncălzire ΔT este selectat pe baza calculelor (de exemplu, de obicei iau în considerare 50-60 de grade). Dimensiunea valorii rezultate este [mW/cm3].

Vă rugăm să rețineți că multe dintre formulele pe care le descriu sunt obținute empiric. Altele sunt scrise în forma lor finală fără a descrie derivarea lor matematică. Pentru cei care sunt interesați de originea acestora din urmă, vă sfătuiesc să vă familiarizați pur și simplu cu literatura străină despre materiale magnetice, de exemplu, există și cărți de la Epcos și Ferroxcube.

Acum, cunoscând densitatea maximă de pierdere în miez, putem calcula valoarea maximă a inductanței la care temperatura de supraîncălzire nu o va depăși pe cea de proiectare.

Unde SM, SF, X, y- parametri obţinuţi empiric prin metoda de aproximare a curbei de pierdere, şi f- frecvența de conversie. Le puteți obține în două moduri: procesând date (grafice) din documentația pentru nucleul dvs. sau construind singur aceste grafice. Această din urmă metodă vă va permite să obțineți date mai precise, dar veți avea nevoie de o cameră termică completă.

Ca exemplu, voi împărtăși cu voi aceste valori pentru miezurile din material Epcos N49, analogul său de la Ferrocube este, de asemenea, un material popular și accesibil 3F3. Ambele materiale fac posibilă construirea cu ușurință a convertoarelor cu o frecvență de rezonanță de până la 1 MHz inclusiv. De asemenea, este de remarcat faptul că acești parametri depind de frecvență, aceste numere sunt pentru frecvențe 400–600 kHz. Acesta este cel mai popular domeniu de frecvență și material pe care îl folosesc.

CM = 4,1×10–5
СT = 1,08×10–2
x = 1,96
y = 2,27

În continuare, merită să ne amintim a doua componentă a pierderilor într-un transformator - pierderi de bobinaj de cupru. Ele se calculează cu ușurință, conform legii noastre preferate Ohm, în care am ținut cont în plus de puncte destul de logice: curentul nostru este pulsat și nu curge 100% din timp, adică ciclul de funcționare. Nu vă voi spune cum să calculați rezistența unei înfășurări de cupru pe baza geometriei sale, este prea banal, dar probabil vă voi aminti de formula generală:

Pierderile de cupru sunt calculate pentru fiecare înfășurare separat și apoi se adună. Acum cunoaștem pierderile în fiecare strat al „plăcintei” și în miez. Cei interesați pot simula supraîncălzirea transformatorului, de exemplu, în Comsol sau Solidworks Flow Simulation.

Continuând subiectul conductorilor de cupru, să ne amintim un astfel de fenomen ca efect asupra pielii. Dacă o explicați „pe degete”, atunci acesta este efectul când, odată cu creșterea frecvenței curentului care curge în conductor, curentul este „stors” din conductor (de la centru spre suprafață) prin alt curent - vârtej.
Vorbind mai științific, ca urmare a fluxului de curent alternativ în conductor, este indusă inducția alternativă, care la rândul său provoacă curenți turbionari. Acești curenți turbionari au direcția opusă curentului nostru principal și se dovedește că se scad reciproc, iar în centrul conductorului curentul total este zero.
Logica este simpla - cu cât este mai mare frecvența curentului care curge, cu atât efectul de piele este mai mare și secțiunea transversală efectivă a conductorului este mai mică. Influența sa poate fi redusă prin optimizarea geometriei înfășurărilor, paralelizarea acestora și alte metode care probabil merită, dacă nu o carte întreagă, atunci un articol mare separat.
Pentru calculele noastre, este suficient să estimăm aproximativ influența efectului pielii folosind o altă formulă empirică:

Unde ∆δ - grosimea zonei cu curent zero, f- frecventa convertizorului. După cum puteți vedea, acest efect depinde în întregime de frecvența de comutare.

Acum să calculăm de câte spire și alte lucruri avem nevoie pentru a face un transformator de rulare directă. În primul rând, calculăm de câte spire avem nevoie în înfășurarea primară:

Unde Umin este tensiunea de intrare minimă, D este ciclul de funcționare, f este frecvența de funcționare, Ae este secțiunea transversală efectivă a miezului. Acum numărăm numărul de spire pentru înfășurarea secundară:

Unde N1 este numărul de spire din înfășurarea primară, D este ciclul de lucru, Uout este tensiunea nominală de ieșire, Umin este tensiunea minimă de intrare.

Următorul pas este de a calcula inductanța înfășurării primare. Deoarece curentul din înfășurare are un răspuns la impuls, acesta va depinde și de inductanță. O calculăm folosind următoarea formulă:

Unde μ0 este permeabilitatea magnetică efectivă, μa este permeabilitatea magnetică de amplitudine, Ae este secțiunea transversală efectivă a miezului, N1 este numărul de spire în înfășurarea primară, Ie este lungimea efectivă a traseului. Puteți găsi parametrii lipsă, cum ar fi permeabilitatea și lungimea liniei magnetice, în documentația pentru un anumit miez.

Acum, ultimul pas pe care trebuie să-l facem este să calculăm curentul din înfășurarea primară. Acest lucru va face posibilă calcularea ulterior a secțiunii transversale pentru înfășurarea primară și, în consecință, a lățimii conductorului. Valoarea curentă este suma a două componente și arată astfel:

Aici, se pare că toate componentele formulei sunt deja familiare și calculate, singurul lucru pe care îl voi nota este parametrul Pmax. Aceasta nu este doar valoarea puterii nominale de ieșire, ci este puterea totală a convertorului, ținând cont de eficiența cel puțin aproximativ (de obicei o setez la 95–97% pentru convertoarele rezonante) și de marja pe care o puneți în dispozitivul. În dispozitivele mele există de obicei o rezervă de putere de 10% în dispozitivele și unitățile deosebit de critice, uneori este necesar să se asigure o rezervă de 20–25%, dar acest lucru crește costul.

Deci am primit toți parametrii necesari pentru calculul și proiectarea unui transformator plan. Desigur, va trebui să calculați singur secțiunea transversală a înfășurărilor, dar aceasta este o aritmetică elementară, cu care nu vreau să aglomerez articolul. Orice altceva a fost deja calculat și tot ce rămâne este să proiectăm plăcile în niște software CAD.

Concluzie

Sper că articolul meu vă va ajuta să începeți să utilizați transformatoare plane atât în casă, cât și în proiectele comerciale. Această tehnologie trebuie utilizată cu atenție, deoarece, în funcție de sarcină, poate fi mai scumpă decât transformatoarele „clasice”.

De asemenea, nu există nicio îndoială că utilizarea transformatoarelor plane deschide noi posibilități tehnice, iar Mosfet-urile moderne și noile tranzistoare GaN nu contribuie decât la aceasta, permițând crearea de convertoare cu frecvențe de 400 kHz și mai mari. Cu toate acestea, costul acestor „oportunități” nu este întotdeauna suficient de mic, iar proiectarea convertoarelor rezonante la astfel de frecvențe necesită un set mare de cunoștințe și experiență.

Dar nu te supara! Oricare dintre voi, chiar și un inginer electronic începător, poate asambla topologii mai simple, de exemplu, o punte ZVS (punte completă). Această topologie permite o eficiență foarte mare și nu necesită cunoștințe super-secrete. Trebuie doar să faci un prototip sau o machetă și să experimentezi temeinic. Succes în explorarea unor noi orizonturi!

citit de 14146 ori

Aplicarea transformatoarelor și plăcilor de putere plane pe un substrat duraluminiu în sursele de alimentare moderne Vyacheslav Makarov
Alexandru Rushihin

Cerințele moderne pentru reducerea dimensiunii și greutății surselor de alimentare comutatoare obligă dezvoltatorul să găsească un compromis între prețul și dimensiunile sale, pentru a obține o reducere a greutății și o creștere a eficienței. Aproape totul a fost deja fabricat pentru miniaturizarea surselor de alimentare cu comutare - au fost realizate cipuri speciale de control, comutatoare masive cu pierderi mici și, se pare, designul a fost elaborat până la cel mai mic detaliu.

În același timp, pentru transformatoare de putere și șocuri este necesar să se utilizeze componente tradiționale cu fir bobinat, care, datorită cadrului utilizat, măresc masa și dimensiunile sursei de alimentare.

O altă problemă populară este generarea de obicei mare de căldură a surselor de alimentare, comutatoare masive și plăci de alimentare pentru controlul acționărilor motoarelor electrice - toate acele părți ale echipamentelor radio pe care le numim electronică de putere. La aceasta trebuie să adăugăm și cele mai mari tensiuni și potențiale de funcționare ale dispozitivelor similare.

Dar tehnologiile moderne de circuite imprimate, expuse pe piața rusă de către compania comună ruso-suedeză NKAB-ERIKON și implementate în producția de masă de către compania rusă MMP IRBIS, fac posibilă creșterea fiabilității și a producției pieselor inductive ale oricărei puteri. sursă și îndepărtați căldura în exces.

Transformatoarele de putere plane (Fig. 1), dezvoltate pentru prima dată la sfârșitul anilor 80, nu au fost utilizate pe scară largă din cauza tehnologiei complexe de producție, care rămâne complexă și astăzi.

Orez. 1. Transformator plan

Dar îmbunătățirea constantă a procesului tehnologic din ultimii ani a făcut posibilă reducerea semnificativă a prețului transformatoarelor de putere și bobinelor și să le facă competitive pe piața modernă de alimentare cu energie.

Avantajele lor în comparație cu produsele clasice de sârmă:

greutate redusă - 15 g la 100 W de putere;
fiabilitate deosebit de ridicată;
inductanță de scurgere scăzută, pierderi reduse la cea mai mare frecvență;
gamă largă de frecvență de operare: de la 50 kHz la 1 MHz;
Eficiența de peste 98% și răcirea bună a structurii fac posibilă transmiterea puterii de la 10 wați la unități de kW;
temperatura de funcționare de la -40 la +130 °C;
tensiunile de funcționare între înfășurări sunt mai mari de 1000 V;
repetabilitate excelentă a caracteristicilor datorită tehnologiei de producție utilizate;
posibilitatea de asamblare automată;
înălțime redusă a transformatorului, compatibil cu componentele SMD.
Dacă este necesar, înălțimea poate fi redusă prin utilizarea înfășurărilor de poliimidă (Fig. 2);
capacitatea de a crește puterea unui transformator de putere folosind pachete de înfășurări (Fig. 3).

Orez. 2. Înfăşurări de poliimidă

Orez. 3. Pachete de înfășurări ale transformatorului de putere

Acum, introducerea transformatoarelor plane în exemplare unice rămâne nepractică din cauza prețului lor ridicat. Dar deja într-un lot, acest preț devine aplicabil, iar în producția de masă este semnificativ mai mic decât prețul analogilor convenționali. Cu toate acestea, meritele trăsăturilor sunt de necontestat.

Folosind noile perspective, MMP „IRBIS” a dezvoltat cea mai recentă serie de surse de alimentare SMP50...SMP150 cu introducerea componentelor magnetice fără cadru cu caracteristici tehnice și energetice ulterioare (vezi tabel, Fig. 4).

Orez. 4. Graficul eficienței față de puterea de ieșire pentru modulul SMPE150S (Uout = 15 V) la Uin = 48 V

Masa. Proprietățile tehnice ale modulelor de putere SMP50...SMP150

Convertorul de frecvență al acestei serii de module de putere este realizat conform circuitului cu doi transformatori prezentat în Fig. 5.

Orez. 5. Convertor de tensiune de frecvență
Avantajele acestei scheme sunt:

comutarea „soft” a tranzistorilor de putere, absența supratensiunii asupra acestora și, ca urmare, posibilitatea de a utiliza tranzistoare de tensiune mai mică cu cel mai mic Rdson;

ciclu complet de inversare a magnetizării miezului transformatorului de putere (lucrare în primul și al treilea cadran al planului B-H);

gamă largă de curenți de sarcină de funcționare de la fără sarcină la Inmax;

cea mai mare eficienta.

În plus, în circuitul combinat nu există șoke de ieșire, rolul său este jucat de flyback trans-choke T2, care are caracteristici similare cu transformatorul de putere direct T1, care simplifică și unifică procesul de producție.

Transformatoarele de putere T1 și T2 sunt realizate pe miezuri plane ELP22 (material N87), înfășurarea este un circuit integrat multistrat. Avantajele necesare ale componentelor magnetice plane sunt:

dimensiuni mici;
inductanță de scurgere scăzută;
repetabilitate bună a caracteristicilor;
caracteristici mai bune de pierdere a căldurii.

Măsurătorile caracteristicilor de performanță ale transformatoarelor plane cu înfășurări realizate pe baza unei plăci de circuit imprimat multistrat demonstrează că rezistența termică a acestor dispozitive este semnificativ mai mică în comparație cu transformatoarele de putere convenționale cu înfășurare de sârmă pentru același volum efectiv de miez Ve. Acest lucru este justificat de raportul mai mare dintre suprafața miezului și volumul său. Astfel, având o capacitate de răcire crescută, transformatoarele plane pot fi controlate cu o densitate de putere de transfer mai mare, menținând în același timp creșterea temperaturii în limite acceptabile.

Conform datelor inițiale furnizate de specialiștii companiei MMP IRBIS, proiectarea și fabricarea plăcilor de circuite imprimate multistrat pentru transformatoarele de putere T1, T2 a fost realizată de compania rusă NKAB-ERIKON. Turnurile înfășurărilor primare și secundare sunt plasate în mai multe straturi ale plăcii de circuit imprimat, cu o tură într-un singur strat. Izolarea galvanică de 1500 V este asigurată între înfășurările primar și secundar.

Pentru astfel de urme plate de cupru, pierderea de cupru AC din cauza efectelor de piele și de proximitate este mai mică decât pentru un fir rotund cu aceeași zonă de secțiune transversală. Dar, dacă este posibil, este necesar să se prevină intrarea spirelor de înfășurare în zona golului, unde inducția este cea mai mare și este orientată perpendicular pe planul de înfășurare.

Un alt punct pozitiv este că atunci când înfășurările sunt amplasate una deasupra celeilalte, cuplajul magnetic se îmbunătățește și valorile coeficientului de cuplare apropiate de 100% sunt realizabile.

Astfel, utilizarea practică a transformatoarelor plane cu plăci de circuite imprimate multistrat (Fig. 6) cuplate cu un circuit electronic eficient (Fig. 5) a confirmat posibilitatea obținerii celei mai mari densități de putere de 3390 W/dm3 cu dimensiunile de gabarit ale modulului de putere. 61O58O12,5 mm. Domenii de implementare recomandate:

Orez. 6. Un exemplu de utilizare a unei plăci de circuit imprimat multistrat ca înfășurare a transformatorului de putere pentru modulul de putere SMPE150S

Orez. 7. Transformatoare de putere pentru scopuri industriale și militare generale

Orez. 8. Transformatoare de semnal pentru sisteme de telecomunicatii

Folosite în electronica de putere pentru îndepărtarea căldurii, plăcile pe un substrat duraluminiu sunt o structură (Fig. 9) a unui substrat de îndepărtare a căldurii, un dielectric și un strat de folie de cupru. Designul poate fi multistrat și poate avea vias. Substratul radiant este de obicei realizat din duraluminiu. Este mult mai ieftin decât polycor sau titan (Al + Ti2O3) și poate fi folosit în producția de masă. În plus, vă permite să creșteți sarcina curentă a conductorilor imprimați ai plăcii de câteva ori.

Orez. 9. Placa pe un substrat duraluminiu

Un strat dielectric cu grosimea de 50-150 microni asigură o tensiune de rupere de 6-14 kV și o conductivitate termică de 1,1-2,2 kW/(m2°C). Grosimea foliei de cupru este de 35-350 microni. Procesul de fabricație pentru aceste plăci cu circuite imprimate este similar cu cel pentru FR4, dar are caracteristici de design asociate cu utilizarea foliei groase și, de obicei, tensiune înaltă în circuitele de alimentare.

În fig. Figura 10 prezintă un exemplu de construcție a unei unități REA utilizând dielectricul descris.

Orez. 10. Un exemplu de proiectare a unei unități EDM

Reducerea constantă a dimensiunii produselor electronice, în special a dispozitivelor mobile, duce la faptul că dezvoltatorii sunt nevoiți să folosească componente cu dimensiuni minime. Pentru componentele semiconductoare, precum și pentru cele pasive precum rezistențele și condensatorii, alegerea este destul de mare și variată. Vom lua în considerare un înlocuitor de dimensiuni mici pentru un alt element pasiv - transformatoare și bobine. În cele mai multe cazuri, proiectanții folosesc transformatoare standard și inductori cu fir bobinat. Vom lua în considerare avantajele transformatoarelor plane (PT) bazate pe plăci de circuite imprimate multistrat. Costul plăcilor cu circuite imprimate multistrat este în scădere constantă, astfel încât transformatoarele plane vor fi un bun înlocuitor pentru cele convenționale.

Transformatoarele plane sunt o alternativă atractivă la transformatoarele convenționale atunci când sunt necesare componente magnetice mici. Cu tehnologia plană pentru fabricarea componentelor inductive, rolul înfășurărilor poate fi îndeplinit de piste pe o placă de circuit imprimat sau secțiuni de cupru depuse prin imprimare și separate prin straturi de material izolator, iar în plus, înfășurările pot fi construite din multistrat. plăci de circuite imprimate. Aceste înfășurări sunt plasate între miezuri mici de ferită. Pe baza designului lor, componentele plane sunt împărțite în mai multe tipuri. Cel mai apropiat lucru de componentele inductive convenționale sunt componentele plane montate pe perete, care pot fi utilizate în locul pieselor convenționale pe PCB-uri cu un singur și multistrat. Înălțimea componentei de deasupra capului poate fi redusă prin scufundarea miezului în decupajul plăcii de circuit imprimat, astfel încât înfășurarea să se afle pe suprafața plăcii. Un pas înainte este tipul hibrid, în care unele înfășurări sunt încorporate în placa de bază, iar unele sunt pe un PCB separat cu mai multe straturi, care este conectat la placa de bază. Placa de bază trebuie să aibă găuri pentru miezul de ferită. În cele din urmă, cu acest din urmă tip de componente plane, înfășurarea este complet integrată în PCB-ul multistrat.

Ca și în cazul componentelor bobinate cu sârmă convenționale, jumătățile de miez pot fi unite prin lipire sau prin prindere, în funcție de capacitățile și preferințele producătorului. FERROXCUBE oferă o gamă largă de miezuri plane în formă de W pentru diverse aplicații.

Avantajele tehnologiei planare

Tehnologia plană pentru fabricarea componentelor magnetice are o serie de avantaje în comparație cu înfășurarea convențională a firului. Primul avantaj evident este înălțimea foarte mică, ceea ce face ca componentele plane să fie promițătoare pentru utilizarea în rack și echipamente portabile de înaltă densitate.

Componentele magnetice plane sunt potrivite pentru dezvoltarea convertoarelor de putere comutată de înaltă eficiență. Pierderea scăzută de cupru AC și coeficientul de cuplare ridicat asigură o conversie mai eficientă. Datorită inductanței scăzute de scurgere, supratensiunile și fluctuațiile, care sunt cauza defecțiunii componentelor MOS și o sursă suplimentară de interferență, sunt reduse.

Tehnologia plană este simplă și fiabilă în producție. Tabelele 1–3 descriu avantajele și limitările acestei tehnologii.

Tabelul 1. Beneficii de dezvoltare

Tabelul 2. Beneficiile producției

Tabelul 3. Limitări

(1) Costul PCB-urilor multistrat este în scădere. Costuri totale: nu este necesar cadru, dimensiunea miezului mai mică.

Componente integrate versus plug-in

Componentele plane integrate sunt utilizate în aplicații în care complexitatea circuitelor din jur necesită utilizarea unui PCB cu mai multe straturi. Aplicațiile tipice sunt convertoarele de putere redusă și dispozitivele de procesare a semnalului. Ele folosesc în principal o combinație de miez în formă de W și o placă mică. Principalele cerințe de proiectare aici sunt înălțimea scăzută și caracteristicile bune de înaltă frecvență.

Componentele atașabile sunt utilizate diferit. Aplicațiile tipice sunt convertoarele de mare putere; Ele folosesc în principal o combinație de două miezuri mari în formă de W. Principalele cerințe de proiectare aici sunt performanța termică. Designul înfășurării depinde, în special, de mărimea curentului.

Imersarea componentelor atașate în placă vă permite să reduceți înălțimea ansamblului fără a schimba locația componentelor.

Componentele hibride reduc numărul de înfășurări aeriene prin urme de pe placa de circuit imprimat, iar în versiunea integrată nu există deloc înfășurări aeriene. Combinațiile acestor două tipuri sunt, de asemenea, posibile. De exemplu, un convertor de putere poate avea înfășurarea primară a transformatorului și bobina filtrului de linie încorporate în placa de bază, iar înfășurarea secundară și bobina de ieșire pe plăci de circuite imprimate separate (Figura 3).

Lipire versus prindere

Alegerea între lipire și prindere depinde în mare măsură de capacitățile și preferințele producătorului, dar există și cerințe specifice aplicației care pot determina una sau alta ca fiind mai de dorit.

Prima aplicare a transformatoarelor plane a fost conversia puterii. În consecință, au fost utilizate ferite puternice de frecvență medie și înaltă. Inductanța filtrului de linie poate fi mărită prin înlocuirea feritei puternice cu un material cu permeabilitate magnetică ridicată. În transmisia semnalului în impulsuri, un transformator de bandă largă situat între circuitul integrat al generatorului de impulsuri și cablu asigură decuplarea și potrivirea impedanței. În cazul unei interfețe S sau T, trebuie să fie și ferită cu permeabilitate magnetică ridicată. La gama de produse FERROXCUBE au fost adăugate miezuri de ferită de înaltă permeabilitate 3E6. O listă de aplicații în care utilizarea tehnologiei planare poate oferi beneficii este prezentată mai jos.

Conversia puterii

Componente
- Transformatoare de putere, bobine de ieșire sau rezonante, bobine de filtru de linie.
Redresoare (surse de alimentare)
- Comutarea surselor de alimentare.
- Încărcătoare (telefoane mobile, laptopuri).
- Echipamente de control și măsurare.
convertoare DC/DC
- Module de conversie a puterii.
- Comutatoare de rețea.
- Telefoane mobile (sursa principală de alimentare).
- Computere laptop (sursa principală de alimentare).
- Vehicule electrice (convertor de tensiune de tracțiune la tensiune de 12 V).
Convertoare AC (surse de alimentare)
- Convertoare compacte pentru lămpi fluorescente.
- Incalzire prin inductie, sudura.
Invertoare (surse de alimentare cu baterii)
- Telefoane mobile (iluminare de fundal LCD).
- Calculatoare laptop (iluminare de fundal LCD).
- Faruri auto cu descărcare în gaz (balast).
- Luneta încălzită a mașinii (convertor boost).

Transmitere puls

Componente
- Transformatoare de bandă largă.
- S 0 -interfeţe (linie telefonică abonatului).
- Interfețe U (linie de abonat ISDN).
- Interfețe T1/T2 (coloana vertebrală între comutatoarele de rețea).
- interfețe ADSL.
- interfețe HDSL.

Tabelul 4. Caracteristicile materialelor

Tabel 5. Miezuri pentru lipire (fără adâncituri)

Tabelul 6. Lipirea materialelor miezului

(*) - jumătăți de miez pentru utilizare în combinație cu miez în formă de W fără spațiu sau placă.

(**) - jumătăți de miezuri cu permeabilitate magnetică ridicată.

E160 – E - jumătate de miez cu decalaj simetric. A L = 160 nH (măsurat în combinație cu jumătate de miez cu decalaj simetric).

A25 – E - jumătate de miez cu decalaj asimetric. A L = 25 nH (măsurat în combinație cu jumătate de miez fără spațiu).

A25 – P - jumătate de miez cu decalaj asimetric. A L = 25 nH (măsurat în combinație cu placa).

1100/1300 - jumătate de miez fără gol. AL = 1100/1300 nH (măsurat în combinație cu jumătate de miez fără spațiu/placă).

Valoarea AL (nH) a fost măsurată la B≤0,1 mT, f≤10 kHz, T = 25 °C.

Toleranță A L:

Tabelul 7. Dependența caracteristicilor de putere (nuclee pentru lipire)

Tabel 8. Miezuri cu conexiune prin clemă

Gamă de produse

FERROXCUBE oferă o gamă largă de miezuri plane în formă de W în intervalul de dimensiuni 14–64 mm. În versiunea de bază pentru lipire, secțiunea transversală este întotdeauna uniformă, ceea ce permite utilizarea optimă a volumului de ferită. Pentru fiecare dimensiune există un miez în formă de W (desemnat cu litera E) și o placă corespunzătoare (desemnată cu literele PLT). Setul poate consta dintr-un miez în formă de W și o placă sau două miezuri în formă de W. În acest din urmă caz, înălțimea ferestrei de înfășurare este dublată. Pentru cele mai mici dimensiuni există și un set de miez și placă în formă de W în varianta cu conexiune cu clemă. Utilizează un miez crestat în formă de W (desemnat E/R) și o placă canelată (desemnată PLT/S). Clema (denumită CLM) se fixează în locașurile miezului și asigură o conexiune puternică prin apăsarea plăcii în două puncte. Canelura împiedică mișcarea plăcii, chiar și sub șocuri severe sau vibrații și asigură, de asemenea, alinierea. Pentru o combinație de două miezuri în formă de W, nu este prevăzută o conexiune cu clemă.

Tabel 9. Materialele miezului de conectare cu cleme

(1) - jumătăți de miez pentru utilizare în combinație cu o placă.

A63 – P - jumătate de miez cu decalaj asimetric. A L = 63 nH (măsurat în combinație cu placa).

1280 - jumătate de miez fără gol.

A L = 1280 nH (măsurat în combinație cu placa).

O valoare L (nH) a fost măsurată la B≤0,1 mT, f≤10 kHz, T = 25 °C.

Toleranță A L:

Tabel 10. Dependența caracteristicilor de putere (nuclee cu conexiune cu clemă)

Miezurile de ferită de putere 3F3 (frecvența de operare până la 500 kHz) și 3F4 (500 kHz - 3 MHz) sunt disponibile în toate dimensiunile. Cele mai mari miezuri sunt, de asemenea, fabricate din ferită 3C85 (frecvență de funcționare de până la 200 kHz), deoarece nucleele mari sunt adesea folosite în dispozitivele de joasă frecvență de mare putere. Sunt disponibile, de asemenea, dimensiuni mai mici ale miezului, realizate din ferită 3E6 cu permeabilitate ridicată (μ i = 12000), pentru utilizare în bobine de filtru de linie și transformatoare de bandă largă.

Pachet

Folia de plastic este folosită ca ambalaj standard pentru miezurile și plăcile plane în formă de W.

Tabelul 11. Ambalare

Tabelul 12. Cutie cu miezuri

Tabel 13. Cutie cu cleme

Tabel 14. Ambalare cu bandă

Pentru miezurile E14/3.5/5 și E18/4/10, a fost dezvoltat un prototip de ambalaj cu bandă pentru utilizarea cu echipamente de asamblare automată pentru componente SMD. Metoda de ambalare este în conformitate cu IEC-286 Partea 3. Plăcile sunt ambalate în același mod ca și miezurile W corespunzătoare.

Dezvoltare

Pentru a profita la maximum de avantajele tehnologiei planare, este necesar să urmați un concept de design diferit de cel al înfășurării cu fir. Mai jos sunt o serie de considerații care să vă ghideze în acest sens.

Selecția de bază

Inductie magnetica

Performanța termică îmbunătățită permite pierderea de putere de două ori mai mare decât un design convențional pentru aceeași cantitate de câmp magnetic, astfel încât valoarea optimă a densității fluxului va fi mai mare decât în mod normal.

Strat de aer

Golurile mari sunt nedorite în proiectele plane, deoarece creează flux de scurgere. Fluxul marginii depinde de raportul dintre înălțimea ferestrei de înfășurare și lățimea spațiului de aer, care este mai mic pentru miezurile plate. Dacă înălțimea ferestrei este doar de câteva ori mai mare decât lățimea golului, iar lățimea este de câteva ori mai mare decât lățimea părții centrale a miezului, atunci va apărea un flux semnificativ între partea de sus și de jos a miezului . Valorile mari ale fluxurilor de margine și de intersectare duc la pierderi mari de curenți turbionari în înfășurare.

Design înfășurat

Rezistenta DC

Urmele de cupru cel mai frecvent utilizate sunt de 35, 70, 100 și 200 de microni grosime. Dacă aria secțiunii transversale a urmei nu este suficientă pentru a obține o rezistență DC acceptabilă, urmele pot fi conectate în paralel pentru toate sau o parte din spire.

Rezistență AC

Pierderile de cupru AC datorate efectelor de piele și de proximitate sunt mai mici pentru urmele plate de cupru decât pentru firele rotunde cu aceeași zonă de secțiune transversală. Curenții turbionari induși în vecinătatea întrefierului pot fi diminuați prin eliminarea câtorva spire în punctul în care inducția este maximă și direcționați perpendicular pe planul de înfășurare. Combinația miez W/placă are un flux de scurgere puțin mai mic decât combinația cu două miezuri W datorită locației spațiului de aer.

Inductanța de scurgere

Când înfășurările sunt situate una deasupra celeilalte, cuplarea magnetică este foarte puternică, iar valorile coeficientului de cuplare apropiate de 100% sunt realizabile (Fig. 13, a).

Designul anterior duce la o capacitate mai mare de întreținere. Această capacitate poate fi redusă prin plasarea pistelor înfășurărilor adiacente în spații între ele (Fig. 13, b).

Mai mult, repetabilitatea valorii capacității permite compensarea acesteia în restul circuitului, precum și utilizarea în structuri rezonante. În acest din urmă caz, este posibil să se creeze în mod intenționat o capacitate mare prin plasarea pistelor înfășurărilor adiacente una față de cealaltă (Fig. 13, c).

Productie

Asamblare

Când utilizați cleme, trebuie mai întâi să fixați clema în locașurile miezului și apoi să aliniați placa lateral.

Pentru componentele integrate, asamblarea este combinată cu instalarea.

Instalare

Când utilizați componente externe, puteți utiliza plăci cu orificii traversante sau montaj SMD. Nu există diferențe semnificative față de procesul obișnuit

Suprafața plană a miezului este potrivită pentru instalarea automată.

Pentru componentele integrate, instalarea se face cel mai bine în două etape:

Lipiți o jumătate din miez pe placa de circuit imprimat. Pentru a face acest lucru, puteți folosi același adeziv ca și pentru montarea componentelor SMD, iar acest pas este combinat în mod logic cu montarea componentelor SMD pe această parte a PCB-ului.
Lipiți a doua jumătate a miezului de prima. Aici se aplică aceleași comentarii care au fost făcute cu privire la asamblarea componentelor de atașare.

Lipirea

Se aplică numai transformatoarelor montate.

În cazul lipirii prin reflow, metoda de încălzire preferată este convecția la cald, mai degrabă decât radiația infraroșie, deoarece prima metodă asigură egalizarea temperaturii suprafețelor care sunt lipite. Când este încălzită cu radiație infraroșie folosind materiale standard, buna conductivitate termică a unei componente plane poate face ca temperatura pastei de lipit să fie prea scăzută, iar atunci când puterea de iradiere este crescută, temperatura PCB poate fi prea mare. Dacă se folosește încălzirea cu infraroșu, se recomandă să selectați o pastă de lipit și/sau un material PCB diferit.

Desemnarea dimensiunilor standard

Toate numerele date se referă la jumătățile de bază. Este necesar să comandați două jumătăți de miez în combinația corectă. Există patru tipuri de jumătăți de miez, din care se fac seturi de trei tipuri:

două miezuri în formă de W (E+E);
Miez și placă în formă de W (E+PLT);
Miez în formă de W cu crestături și placă cu canelură (E/R + PLT/S).

Ultimul set include și o clemă (CLM).

Următorul articol va oferi o metodă de calcul a transformatoarelor de putere plane pentru comutarea surselor de alimentare.