Caracteristicile microcircuitelor kmop și coordonarea lor cu elemente logice din alte serii. Nivelurile logice ale microcircuitelor kmop

Parametrii cipurilor CMOS moderne (cipuri MOS complementare) se apropie de ideali. În primul rând, disiparea de putere statică tipică a unui cip CMOS din cauza curenților de scurgere este de ordinul a 10 nW per poartă. Disiparea puterii active (sau dinamice) depinde de tensiunea de alimentare, frecvența de comutare, sarcina de ieșire și timpul de creștere a semnalului de intrare, dar valoarea sa tipică pentru o supapă la o frecvență de 1 MHz și o sarcină cu o capacitate de 50 pF nu nu depășește 10 mW.

În al doilea rând, deși timpul de întârziere a propagării semnalului în porțile CMOS nu este zero, este destul de mic. În funcție de tensiunea de alimentare, întârzierea de propagare a semnalului pentru un element tipic este în intervalul de la 4 la 8 ns.

În al treilea rând, timpii de creștere și coborâre sunt controlați și reprezintă mai degrabă funcții liniare decât în trepte. De obicei, acestea sunt cu 20-40% mai mari decât timpul de întârziere a propagării semnalului.

În cele din urmă, o valoare tipică a imunitații la zgomot este de aproximativ 45% din amplitudinea semnalului de ieșire.

Un alt factor important în favoarea cipurilor CMOS este costul scăzut al acestora, mai ales atunci când sunt utilizate în echipamente portabile alimentate cu baterii de putere redusă.

Sursele de alimentare din sistemele construite pe cipuri CMOS pot avea o putere redusă și, prin urmare, ieftine. Datorită consumului redus de energie, subsistemul de putere poate fi mai simplu și, prin urmare, mai ieftin. Nu este nevoie de radiatoare și ventilatoare din cauza disipării reduse a puterii. Îmbunătățirea continuă a proceselor tehnologice, precum și creșterea volumelor de producție și extinderea gamei de microcircuite CMOS fabricate duc la o reducere a costului acestora.

Există multe serii de cipuri logice CMOS. Prima dintre ele a fost seria K176, apoi K561 (CD4000AN) și KR1561 (CD4000BN), dar seria funcțională a primit cea mai mare dezvoltare în seriile KR1554 (74ASxx), KR1564 (74HCxx) și KR1594 (74ACTxx).

Seria funcțională de microcircuite CMOS moderne din seriile KR1554, KR1564 și KR1594 conține echivalente cu funcții complete ale microcircuitelor din seriile TTLSH KR1533 (74ALS) și K555 (74LS), care coincid complet atât în funcțiile îndeplinite, cât și în pinout-ul lui A. Odinets, Minsk, e-mail: [email protected](pinout). Microcircuitele CMOS moderne, în comparație cu prototipurile lor, seriile K176 și K561, consumă mult mai puțină putere dinamică și sunt de multe ori mai rapide ca performanță.

Pentru a simplifica soluțiile de circuit, seria CMOS au fost dezvoltate atât cu tensiunea de prag de intrare a nivelurilor TTL (KR1594 și altele), cât și a nivelurilor CMOS (KR1554, KR1564 și altele). Intervalul de temperatură de funcționare pentru microcircuite de uz general este cuprins între -4О...+85°С și -55...+125°С pentru microcircuite de uz special. Tabelul 1 prezintă o comparație a caracteristicilor de intrare și de ieșire ale cipurilor CMOS și TTL.

Caracteristicile cipurilor CMOS

Scopul acestei secțiuni este de a oferi proiectantului de sistem digital cunoștințele necesare despre modul în care funcționează și se comportă circuitele integrate digitale CMOS atunci când sunt expuse la diferite semnale de control. S-au scris destul de multe despre tehnologia de proiectare și producție a microcircuitelor CMOS, așa că astăzi vom lua în considerare doar caracteristicile de proiectare a circuitelor acestora.

Tabelul 1. Comparația parametrilor electrici ai circuitelor CMOS și TTL

Circuitul CMOS de bază este invertorul prezentat în Fig. 1. Este format din două tranzistoare cu efect de câmp care funcționează în modul de îmbogățire: cu un canal de tip P (sus) și un canal de tip N (inferior). Pinii de alimentare sunt desemnați după cum urmează: VDD sau Vcc pentru pinul pozitiv și Vss sau GND pentru pinul negativ. Denumirile VDD și Vcc sunt împrumutate de la circuitele MOS convenționale și simbolizează sursele de alimentare și de scurgere ale tranzistorilor. Ele nu se aplică direct circuitelor CMOS, deoarece pinii de alimentare sunt sursele ambelor tranzistoare complementare. Denumirile Vss sau GND sunt împrumutate de la circuitele TTL, iar această terminologie este păstrată pentru cipurile CMOS. În continuare, vor fi indicate denumirile VCC și GND.

Orez. 1. Cel mai simplu invertor CMOS

Nivelurile logice dintr-un sistem CMOS sunt Vcc (logic „1”) și GND (logic „0”). Deoarece curentul care curge în tranzistorul MOS „pornit” nu creează practic nicio cădere de tensiune pe acesta, iar rezistența de intrare a porții CMOS este foarte mare (caracteristica de intrare a tranzistorului MOS este în principal capacitivă și arată similar cu caracteristica curent-tensiune). cu o rezistență de 1012 ohmi, șuntat de un condensator de 5 pF ), atunci nivelurile logice din sistemul CMOS vor fi aproape egale cu tensiunea sursei de alimentare.

Vă sugerăm să luați în considerare curbele caracteristice ale MOSFET-urilor pentru a vă face o idee despre cum se vor schimba timpii de creștere și scădere, întârzierile de propagare și disiparea puterii odată cu modificările tensiunii de alimentare și capacității de sarcină.

În fig. Figura 2 prezintă curbele caracteristice ale tranzistoarelor cu efect de câmp cu canal N și canal P care funcționează în modul de îmbogățire.

Din aceste caracteristici rezultă o serie de concluzii importante. Luați în considerare curba pentru un tranzistor cu canal N cu o tensiune Gate-Source egală cu VGS = 15V. Trebuie remarcat faptul că pentru o tensiune de control constantă VGS, tranzistorul se comportă ca o sursă de curent la valori ale VDS (Drain-Source voltage) mai mari decât VGS-VT (MOS tranzistor threshold voltage). Pentru valorile VDS mai mici decât VGS-VT, tranzistorul se comportă în esență ca un rezistor.

De asemenea, trebuie remarcat faptul că la valori mai mici ale VGS curbele au un caracter similar, cu excepția faptului că valoarea IU (Drain-Source current) este mult mai mică și, de fapt, IU crește proporțional cu pătratul. de VGS. Tranzistorul cu canal P are caracteristici aproape identice, dar complementare (complementare).

La conducerea unei sarcini capacitive folosind elemente CMOS, modificarea inițială a tensiunii aplicate sarcinii va fi liniară, datorită caracteristicii „curent” din secțiunea inițială, obținută prin rotunjirea caracteristicii rezistive dominante atunci când valoarea VDS diferă puțin de zero. . În raport cu cel mai simplu invertor CMOS prezentat în Fig. 1, pe măsură ce tensiunea VDS scade la zero, tensiunea de ieșire V0UT va tinde spre GND, în funcție de ce tranzistor este deschis: canal P sau canal N.

Dacă Vcc, și deci VGS, este crescut, invertorul trebuie să dezvolte o amplitudine de tensiune mai mare pe condensator. Cu toate acestea, pentru aceeași creștere a tensiunii, capacitatea de sarcină a 1U crește brusc ca pătratul VGS și, prin urmare, timpii de creștere și întârzierile de propagare prezentate în Fig. 3, scădere.

Astfel, se poate observa că pentru un proiect dat și, prin urmare, o valoare fixă a capacității de sarcină, creșterea tensiunii de alimentare va îmbunătăți performanța sistemului. Creșterea Vcc nu numai că va îmbunătăți performanța, ci și puterea dinamică disipată de invertor, care are două componente. În primul rând, aceasta este puterea consumată pentru a reîncărca capacitatea de încărcare. Această componentă a disipării puterii este proporțională cu capacitatea de sarcină, frecvența de comutare a invertorului și pătratul căderii de tensiune pe sarcină.

Orez. 2. Dependența curentului de ieșire Ids de tensiunea de ieșire pentru trei valori diferite ale tensiunii de alimentare Voo și polarizarea inițială Gate-Source Vos

Cea de-a doua componentă a puterii disipate de invertor se datorează faptului că de fiecare dată când circuitul trece de la o stare la alta, la VCC>2VT, apare pentru scurt timp un curent traversant Isw, care curge de la Vcc la GND prin două ieșiri parțial deschise simultan. tranzistoare.

Deoarece tensiunile de prag ale tranzistorilor nu se modifică odată cu creșterea Vcc, intervalul de tensiune de intrare în care tranzistoarele superioare și inferioare sunt simultan într-o stare conducătoare crește cu creșterea Vcc. În același timp, o valoare mai mare a Vcc oferă valori mai mari ale tensiunilor de control VGS, care conduc și la o creștere a curentului Isw. Cu toate acestea, dacă timpul de creștere al semnalului de intrare ar fi zero, atunci nu ar exista curent prin tranzistoarele de ieșire. Evident, timpii de creștere și de scădere ai marginilor semnalului de intrare ar trebui menținuți la o valoare minimă pentru a reduce disiparea puterii.

Să luăm în considerare modul în care caracteristicile de transfer ale invertorului depind de tensiunea de alimentare Vcc (pnc. 5). Să fim de acord să presupunem că ambele tranzistoare au caracteristici și tensiuni de prag identice, dar complementare (complementare reciproc). Dacă Vcc este mai mică decât tensiunea de prag 2VT, niciunul dintre tranzistori nu poate fi pornit și circuitul este în starea oprită. În fig. Figura 5a prezintă o situație în care tensiunea de alimentare se potrivește exact cu tensiunea de prag. În acest caz, circuitul ar trebui să funcționeze cu histerezis 100%. Cu toate acestea, aceasta nu este tocmai histerezis, deoarece ambele tranzistoare de ieșire sunt oprite și tensiunea de ieșire este menținută peste capacitățile porții în aval de circuite. Dacă Vcc se află în una sau două tensiuni de prag (Fig. 56), cantitatea de „histereză” scade pe măsură ce Vcc se apropie de o valoare echivalentă cu 2VT (Fig. 5c). La o tensiune Vcc echivalentă cu două tensiuni de prag, nu există „histerezis” și, de asemenea, nu există curent prin tranzistoare la momentele de comutare. Când valoarea Vcc depășește două tensiuni de prag, curbele caracteristice de transfer încep să se rotunjească (Fig. 5d). Când Vm trece prin regiunea în care ambele tranzistoare sunt deschise, curenții care curg în canalele tranzistorului creează căderi de tensiune, dând o rotunjire a caracteristicilor.

Când luați în considerare un sistem CMOS pentru imunitate la zgomot, este necesar să aveți în vedere cel puțin două caracteristici: imunitatea la zgomot și marja de zgomot.

Orez. H. Măsurarea timpilor de creștere și scădere și a întârzierilor de propagare într-un sistem CMOS

Circuitele CMOS moderne au o valoare tipică a imunitații la zgomot de 0,45 Vcc. Aceasta înseamnă că un semnal de intrare fals care diferă de Vcc sau GND cu o sumă egală cu 0,45 Vcc sau mai puțin nu se va propaga prin sistem ca un nivel logic defect. De obicei, un astfel de semnal nu modifică starea de ieșire a elementului logic. Într-un flip-flop, de exemplu, un impuls de ceas de intrare fals cu o amplitudine de 0,45 Vcc nu își va schimba starea.

Acest lucru nu înseamnă că nu va apărea niciun semnal la ieșirea circuitului. De fapt, ca urmare a influenței semnalului de interferență, la ieșirea invertorului va apărea un semnal de ieșire, dar acesta va fi slăbit în amplitudine. Pe măsură ce se propagă printr-un sistem digital, semnalul va fi slăbit și mai mult de circuitele ulterioare până când va dispărea complet.

Orez. 4. Marja garantată de imunitate la zgomot a circuitului CMOS în domeniul de temperatură în funcție de tensiunea de alimentare V

Producătorul de cip CMOS garantează, de asemenea, o marjă de zgomot de 1V pe întreaga gamă de tensiuni de alimentare și temperaturi și pentru orice combinație de intrări. Aceasta este doar o abatere a caracteristicii de imunitate la zgomot. Cu alte cuvinte, din această caracteristică rezultă că, pentru ca semnalul de ieșire al circuitului, exprimat în volți, să fie în 0,1 Vcc de valoarea nivelului logic corespunzător („zero” sau „unu”), semnalul de intrare nu trebuie depășește valoarea 0,1 Vcc plus 1 V deasupra nivelului solului sau sub nivelul puterii. Grafic, această situație este prezentată în fig. 4.

Pentru circuitele TTL standard, de exemplu, marja de imunitate la zgomot este de 0,4 V (Fig. 6).

Analiza caracteristicilor aplicației cipurilor CMOS

Fig.5 Caracteristici de transfer pentru diferite valori ale tensiunii de alimentare Vcc

Această secțiune discută diverse situații care apar la dezvoltarea sistemelor digitale folosind cipuri CMOS: intrări neutilizate, conexiunea paralelă a elementelor pentru creșterea capacității de încărcare, cablarea magistralelor de date, coordonarea cu elemente logice din alte familii.

Orez. 6. Valori garantate ale domeniului de tensiune a nivelului logic pentru circuitele TTL pe un interval de temperatură în funcție de tensiunea de alimentare V

Pinii neutilizați sau, mai simplu spus, intrările neutilizate nu trebuie lăsate neconectate. Datorită rezistenței foarte mari de intrare (1012 ohmi), intrarea flotantă se poate deplasa între zero logic și unu logic, creând un comportament imprevizibil de ieșire a circuitului și probleme asociate sistemului. Toate intrările neutilizate trebuie să fie conectate la șina de alimentare, la cablul „comun” sau la altă intrare utilizabilă. Alegerea soluției nu este întâmplătoare, deoarece este necesar să se țină seama de posibilul impact asupra capacității de sarcină de ieșire a circuitului. Luați în considerare, de exemplu, o poartă 4I-NOT cu patru intrări, folosită ca poartă logică 2I-NOT cu două intrări. Structura sa internă este prezentată în Fig. 7.

Fie intrările A și B intrări neutilizate. Dacă intrările neutilizate sunt conectate la un nivel logic înalt fix, atunci intrările A și B sunt conectate la magistrala de alimentare pentru a permite funcționarea intrărilor rămase. Acest lucru va porni tranzistoarele inferioare A și B și va dezactiva cele superioare A și B corespunzătoare. În acest caz, nu pot fi pornite mai mult de două tranzistoare superioare în același timp. Cu toate acestea, dacă intrările A și B sunt conectate la intrarea C, capacitatea de intrare se triplează, dar de fiecare dată când intrarea C ajunge la zero logic, tranzistoarele de sus A, B și C se pornesc, triplând valoarea curentului maxim de ieșire la logic. unu. Dacă intrarea D primește și un nivel logic zero, toate cele patru tranzistoare superioare sunt pornite. Astfel, conectarea intrărilor neutilizate ale unui element NAND la magistrala de alimentare (SAU-NU la firul „comun”) le va porni, dar conectarea intrărilor neutilizate la alte intrări utilizate garantează o creștere a curentului de ieșire al celui „logic”. ”, în cazul unui element ȘI-NU (sau curentul de intrare de ieșire la nivelul „zero” logic în cazul unui element SAU-NU).

Pentru tranzistoarele conectate în serie, curentul de ieșire nu crește. Având în vedere această circumstanță, un element logic cu mai multe intrări poate fi utilizat pentru a controla direct o sarcină puternică, de exemplu, o bobină de releu sau o lampă incandescentă.

În funcție de tipul de element logic, combinarea intrărilor garantează o creștere a capacității de sarcină fie pentru curenții de scurgere, fie pentru curenții de scufundare, dar nu pentru ambii în același timp. Pentru a garanta o creștere a celor doi curenți de ieșire este necesară conectarea mai multor elemente logice în paralel (Fig. 8). În acest caz, o creștere a capacității de sarcină se realizează prin conectarea în paralel a mai multor lanțuri de tranzistoare (Fig. 7), ceea ce crește curentul de ieșire corespunzător.

Orez. 7. Element logic cu patru intrări 4I-NOT, parte a microcircuitului KR1561LA1

Există două metode principale pentru cablarea magistralelor de date. Prima metodă este o conexiune paralelă a elementelor tampon CMOS convenționale (de exemplu, K561LN2). Și a doua, cea mai preferabilă metodă, este conectarea elementelor cu trei stări de ieșire.

Articolul a fost furnizat de redactorii revistei Electronics. Puteti citi si alte articole din revista Electronics

INTRODUCERE

Să vorbim despre caracteristicile unei familii ideale de cipuri logice. Ele trebuie să nu disipeze putere, să aibă întârziere de propagare zero, timpi de creștere și scădere a semnalului controlabili și să aibă imunitate la zgomot echivalentă cu 50% din oscilația semnalului de ieșire.

Parametrii familiilor moderne de cipuri CMOS (MOS complementare) se apropie de aceste caracteristici ideale.

În primul rând, cipurile CMOS disipează putere scăzută. Disiparea tipică a puterii statice este de ordinul a 10 nV per supapă, care este generată de curenții de scurgere. Disiparea puterii active (sau dinamice) depinde de tensiunea sursei de alimentare, frecvența, sarcina de ieșire și timpul de creștere a intrării, dar valoarea sa tipică pentru o singură poartă la o frecvență de 1 MHz și o sarcină de 50 pF nu depășește 10 mW.

În al doilea rând, timpul de întârziere a propagării semnalului în porțile CMOS, deși nu este zero, este destul de mic. În funcție de tensiunea de alimentare, întârzierea de propagare a semnalului pentru un element tipic variază de la 25 la 50 ns.

În al treilea rând, timpii de creștere și coborâre sunt controlați și reprezintă mai degrabă funcții liniare decât în trepte. De obicei, timpii de creștere și coborâre sunt cu 20-40% mai mari decât timpul de întârziere de propagare.

În cele din urmă, o valoare tipică a imunitații la zgomot se apropie de 50% și este de aproximativ 45% din amplitudinea semnalului de ieșire.

Un alt factor important în favoarea cipurilor CMOS este costul scăzut al acestora, mai ales atunci când sunt utilizate în echipamente portabile alimentate cu baterii de putere redusă.

Sursele de alimentare din sistemele construite pe cipuri CMOS pot fi de putere redusă și, ca urmare, ieftine. Datorită consumului redus de energie, subsistemul de putere poate fi mai simplu și, prin urmare, mai ieftin. Nu este nevoie de radiatoare și ventilatoare din cauza disipării reduse a puterii. Îmbunătățirea continuă a proceselor tehnologice, precum și creșterea volumelor de producție și extinderea gamei de microcircuite CMOS fabricate duce la o reducere a costului acestora.

Seria funcțională de microcircuite CMOS moderne din seriile KR1554, KR1564 și KR1594 conține echivalente cu funcții complete ale microcircuitelor din seriile TTLSH KR1533 (74ALS) și K555 (74LS), care coincid complet atât în funcțiile îndeplinite, cât și în pinout. Microcircuitele CMOS moderne, în comparație cu prototipurile lor, seriile K176 și K561, consumă mult mai puțină putere dinamică și sunt de multe ori mai rapide ca performanță.

Pentru a simplifica soluțiile de circuit, au fost dezvoltate seria CMOS cu tensiune de prag de intrare a nivelurilor TTL (KR1594 și unele altele) și niveluri CMOS (KR1554, KR1564 și altele). Intervalul de temperatură de funcționare pentru microcircuite de uz general este -40-+85C și -55-+125C pentru aplicații speciale. În tabel Figura 1 prezintă o comparație a caracteristicilor de intrare și de ieșire ale microcircuitelor CMOS și TTLSH.

Tabelul 1. Comparația parametrilor electrici ai circuitelor CMOS și TTL

TEHNOLOGIE	CMOS cu poarta PCC	Îmbunătățit CMOS cu poarta PCC	CMOS cu poarta metalica	Standard	TTLSH cu consum redus	TTLSh de putere redusă îmbunătățit	Acțiune rapidă TTLSH


Putere disipată pe poartă (mW)
Static
La 100 kHz
Timp de întârziere de propagare (ns) (CL = 15 pF)
Frecvența maximă a ceasului (MHz) (CL = 15 pF)
Curent minim de ieșire (mA)
Ieșiri standard

Raportul de ieșire (încărcare per intrare K555)
Ieșiri standard
Ieșiri cu capacitate de încărcare crescută
Curent maxim de intrare, IIL (mA) (VI = 0,4 V)

CARACTERISTICILE CIRCUITURILOR CMOS

Scopul acestei secțiuni este de a oferi proiectantului de sistem cunoștințele necesare despre cum funcționează și se comportă circuitele integrate digitale CMOS atunci când sunt expuse la diferite semnale de control. S-au scris destul de multe despre tehnologia de proiectare și producție a microcircuitelor CMOS, așa că aici vom lua în considerare doar caracteristicile de proiectare a circuitelor microcircuitelor din această familie.

Circuitul CMOS de bază este invertorul prezentat în Fig. 1. Este format din două tranzistoare cu efect de câmp care funcționează în modul de îmbogățire: cu un canal de tip P (sus) și un canal de tip N (inferior). Pinii de alimentare sunt desemnați după cum urmează: VDD sau VCC pentru pinul pozitiv și VSS sau GND pentru pinul negativ. Denumirile VDD și VCC sunt împrumutate de la circuitele MOS convenționale și simbolizează sursele de alimentare și de scurgere ale tranzistoarelor. Ele nu se aplică direct circuitelor CMOS, deoarece pinii de alimentare sunt sursele ambelor tranzistoare complementare. Denumirile VSS sau GND sunt împrumutate de la circuitele TTL, iar această terminologie este păstrată pentru cipurile CMOS. În continuare, vor fi indicate denumirile VCC și GND.

Nivelurile logice dintr-un sistem CMOS sunt VCC („1 logic”) și GND („0” logic). Deoarece curentul care curge în MOSFET-ul „pornit” nu creează practic nicio cădere de tensiune pe el și deoarece rezistența de intrare a porții CMOS este foarte mare (caracteristica de intrare a MOSFET-ului este în principal capacitivă și arată similară cu caracteristica curent-tensiune a un MOSFET de 1012 Ohm, manevrat de un condensator de 5 pF), atunci nivelurile logice din sistemul CMOS vor fi aproape egale cu tensiunea sursei de alimentare.

Acum să ne uităm la curbele caracteristice ale MOSFET-urilor pentru a ne face o idee despre cum se vor schimba timpii de creștere și scădere, întârzierile de propagare și disiparea puterii odată cu schimbarea tensiunii de alimentare și a capacității de sarcină.

În fig. Figura 2 prezintă curbele caracteristice ale tranzistoarelor cu efect de câmp cu canal N și canal P care funcționează în modul de îmbogățire.

Din aceste caracteristici rezultă o serie de concluzii importante. Luați în considerare curba pentru un tranzistor cu canal N cu o tensiune Gate-Source egală cu VGS = 15 V. Trebuie remarcat faptul că pentru o tensiune de control constantă VGS, tranzistorul se comportă ca o sursă de curent pentru valorile VDS (Drain- Tensiune sursă) mai mare decât VGS-VT (VT este tensiunea de prag a MOSFET). Pentru valorile VDS mai mici decât VGS-VT, tranzistorul se comportă în esență ca un rezistor.

De asemenea, trebuie remarcat faptul că pentru valori mai mici ale VGS curbele sunt similare, cu excepția faptului că valoarea IDS este mult mai mică și, de fapt, IDS crește odată cu pătratul VGS. Tranzistorul cu canal P are caracteristici aproape identice, dar complementare (complementare).

În cazul conducerii unei sarcini capacitive folosind elemente CMOS, modificarea inițială a tensiunii aplicată sarcinii va fi liniară, datorită caracteristicii „curent” din secțiunea inițială, obținută prin rotunjirea caracteristicii rezistive predominante atunci când valoarea VDS diferă. putin de la zero. În raport cu cel mai simplu invertor CMOS prezentat în Fig. 1, pe măsură ce VDS scade la zero, tensiunea de ieșire VOUT va tinde spre VCC sau GND, în funcție de dacă tranzistorul este pe canal P sau pe canal N.

Dacă VCC și, prin urmare, VGS, este crescut, invertorul trebuie să dezvolte o amplitudine de tensiune mai mare pe condensator. Cu toate acestea, pentru aceeași creștere a tensiunii, capacitatea de sarcină a IDS crește brusc ca pătratul VGS și, prin urmare, timpii de creștere și întârzierile de propagare prezentate în Fig. 3, scădere.

Astfel, se poate observa că pentru un proiect dat și, prin urmare, o valoare fixă a capacității de sarcină, creșterea tensiunii de alimentare va crește performanța sistemului. Creșterea VCC va crește performanța, dar și disiparea puterii. Acest lucru este adevărat din două motive. În primul rând, produsul CV2f și, prin urmare, puterea, crește. Aceasta este puterea disipată într-un circuit CMOS sau orice circuit similar din motivul menționat mai sus, atunci când conduceți o sarcină capacitivă.

Pentru valorile specificate ale capacității de sarcină și ale frecvenței de comutare, disiparea puterii crește proporțional cu pătratul căderii de tensiune pe sarcină.

Al doilea motiv este că produsul VI sau puterea disipată într-un circuit CMOS crește pe măsură ce tensiunea de alimentare VCC crește (pentru VCC>2VT). De fiecare dată când circuitul trece de la o stare la alta, există un curent momentan care trece de la VCC la GND prin două tranzistoare de ieșire deschise simultan.

Deoarece tensiunile de prag ale tranzistoarelor nu se modifică odată cu creșterea VCC, intervalul de tensiune de intrare în care tranzistoarele superioare și inferioare sunt simultan într-o stare conducătoare crește cu creșterea VCC. În același timp, o valoare mai mare a VCC oferă valori mai mari ale tensiunilor de control VGS, ceea ce duce și la o creștere a curenților JDS. Din acest motiv, dacă timpul de creștere al semnalului de intrare a fost zero, atunci nu ar exista curent prin tranzistoarele de ieșire de la VCC la GND. Acești curenți apar deoarece marginile semnalului de intrare au timpi de creștere și scădere finit mici și, prin urmare, tensiunea de intrare necesită un anumit timp finit de mic pentru a trece prin intervalul în care cele două tranzistoare de ieșire sunt pornite simultan. Evident, timpii de creștere și de scădere ai marginilor semnalului de intrare ar trebui să fie minimi pentru a reduce disiparea puterii.

Să aruncăm o privire la caracteristicile de transfer (Fig. 5) și la modul în care acestea se schimbă cu tensiunea de alimentare VCC. Să fim de acord să presupunem că ambele tranzistoare din cel mai simplu invertor au caracteristici și tensiuni de prag identice, dar complementare. Să presupunem că tensiunile de prag, VT, sunt 2V. Dacă VCC este mai mică decât tensiunea de prag de 2 V, niciunul dintre tranzistori nu poate fi pornit și circuitul nu va funcționa. În fig. Figura 5a prezintă o situație în care tensiunea de alimentare se potrivește exact cu tensiunea de prag. În acest caz, circuitul ar trebui să funcționeze cu histerezis 100%. Cu toate acestea, aceasta nu este tocmai histerezis, deoarece ambele tranzistoare de ieșire sunt oprite și tensiunea de ieșire este menținută peste capacitățile porții în aval de circuite. Dacă VCC se află în intervalul de una și două tensiuni de prag (Fig. 5b), cantitatea de „histereză” scade pe măsură ce VCC se apropie de o valoare echivalentă cu 2VT (Fig. 5c). La o tensiune VCC echivalentă cu două tensiuni de prag, nu există „histerezis”; De asemenea, nu există curent prin două tranzistoare de ieșire deschise simultan în timpul momentelor de comutare. Când valoarea VCC depășește două tensiuni de prag, curbele caracteristice de transfer încep să se rotunjească (Fig. 5d). Când VIN trece printr-o regiune în care ambele tranzistoare sunt deschise, de ex. în starea conducătoare, curenții care curg în canalele tranzistoarelor creează căderi de tensiune, dând o rotunjire a caracteristicilor.

Când revizuiți un sistem CMOS pentru zgomot, există cel puțin două caracteristici de luat în considerare: imunitatea la zgomot și marja de zgomot.

Circuitele CMOS moderne au o valoare tipică de imunitate la zgomot de 0,45 VCC. Aceasta înseamnă că un semnal de intrare fals egal cu 0,45 VCC sau mai puțin diferit de VCC sau GND nu se va propaga prin sistem ca un nivel logic defect. Acest lucru nu înseamnă că nu va apărea niciun semnal la ieșirea primului circuit. De fapt, ca urmare a expunerii la semnalul de interferență, la ieșire va apărea un semnal de ieșire, dar va fi slăbit în amplitudine. Pe măsură ce acest semnal se propagă prin sistem, acesta va fi slăbit și mai mult de circuitele ulterioare până când va dispărea complet. De obicei, un astfel de semnal nu modifică starea de ieșire a elementului logic. Într-un flip-flop convențional, un impuls de ceas de intrare fals cu o amplitudine de 0,45VCC nu își va schimba starea.

Producătorul de cip CMOS garantează, de asemenea, o marjă de imunitate la zgomot de 1 Volt pe întreaga gamă de tensiuni și temperaturi de alimentare și pentru orice combinație de intrări. Aceasta este doar o abatere a caracteristicii de imunitate la zgomot, pentru care este garantat un set special de tensiuni de intrare și ieșire. Cu alte cuvinte, din această caracteristică rezultă că, pentru ca semnalul de ieșire al circuitului, exprimat în Volți, să fie în limita 0,1VCC de valoarea nivelului logic corespunzător („zero” sau „unu”), semnalul de intrare nu trebuie să depășească valoarea 0. 1VCC plus 1 Volt deasupra nivelului solului sau sub nivelul puterii. Grafic, această situație este prezentată în fig. 4.

Aceste caracteristici seamănă foarte mult cu marja de imunitate la zgomot a circuitelor TTL standard, care este de 0,4 V (Fig. 6). Pentru a completa imaginea dependenței tensiunii de ieșire VOUT de intrarea VIN, prezentăm curbele caracteristicilor de transfer (Fig. 5).

ANALIZA APLICĂRII ÎN SISTEM

Această secțiune discută diverse situații care apar în timpul dezvoltării sistemului: intrări neutilizate, conectarea în paralel a elementelor pentru creșterea capacității de încărcare, cablarea magistralelor de date, coordonarea cu elemente logice din alte familii.

INTRARI NEUTILIZATE

Mai simplu spus, intrările neutilizate nu trebuie lăsate neconectate. Datorită rezistenței foarte mari de intrare (1012 ohmi), intrarea flotantă se poate deplasa între zero logic și unu logic, creând un comportament imprevizibil de ieșire a circuitului și probleme asociate sistemului. Toate intrările neutilizate trebuie să fie conectate la magistrala de alimentare, la cablul „comun” sau la altă intrare utilizabilă. Alegerea nu este deloc întâmplătoare, deoarece ar trebui să se țină seama de posibilul impact asupra capacității de sarcină de ieșire a circuitului. Luați în considerare, de exemplu, o poartă 4NAND cu patru intrări, folosită ca poartă logică 2NAND cu două intrări. Structura sa internă este prezentată în Fig. 7. Fie intrările A și B intrări neutilizate.

Dacă intrările neutilizate trebuie conectate la un nivel logic fix, atunci intrările A și B trebuie conectate la șina de alimentare pentru a permite funcționarea intrărilor rămase. Aceasta va porni tranzistoarele inferioare A și B și va opri tranzistoarele A și B superioare corespunzătoare. În acest caz, nu pot fi pornite mai mult de două tranzistoare superioare în același timp. Cu toate acestea, dacă intrările A și B sunt conectate la intrarea C, capacitatea de intrare se triplează, dar de fiecare dată când intrarea C ajunge la zero logic, tranzistoarele de sus A, B și C se pornesc, triplând curentul maxim de ieșire la unul logic. Dacă intrarea D primește și un nivel logic zero, toate cele patru tranzistoare superioare sunt pornite. Astfel, conectarea intrărilor neutilizate ale unui element NAND la magistrala de alimentare (SAU-NU la firul „comun”) le va porni, dar conectarea intrărilor neutilizate la alte intrări utilizate garantează o creștere a curentului de ieșire al celui „logic”. ”, în cazul unui element ȘI-NU (sau curentul de intrare de ieșire la nivelul „zero” logic, în cazul unui element SAU-NU).

CONECTAREA PARALELA A ELEMENTELOR LOGICE

În funcție de tipul de element logic, combinarea intrărilor garantează o creștere a capacității de sarcină fie pentru curenții de scurgere, fie pentru curenții de scufundare, dar nu pentru ambii în același timp. Pentru a garanta o creștere a celor doi curenți de ieșire este necesară conectarea mai multor elemente logice în paralel (Fig. 8). În acest caz, o creștere a capacității de sarcină se realizează prin conectarea mai multor lanțuri de tranzistoare în paralel (Fig. 7), crescând astfel curentul de ieșire corespunzător.

RUTAREA AUTOBUZULUI DE DATE

Există două moduri principale de a face acest lucru. Prima metodă este o conexiune paralelă a elementelor tampon CMOS convenționale (de exemplu). Și a doua, cea mai preferabilă metodă, este conectarea elementelor cu trei stări de ieșire.

FILTRAREA INTERFERENȚELOR SURSELOR DE ALIMENTARE

Deoarece circuitele CMOS pot funcționa pe o gamă largă de tensiuni de alimentare (3-15 V), este necesară filtrarea minimă. Valoarea minimă a tensiunii de alimentare este determinată de frecvența maximă de funcționare a celui mai rapid element din sistem (de obicei, o parte foarte mică a sistemului funcționează la frecvența maximă). Filtrele ar trebui să fie selectate pentru a menține tensiunea de alimentare aproximativ la jumătatea distanței dintre valoarea minimă specificată și tensiunea maximă la care microcircuitele sunt încă funcționale. Cu toate acestea, dacă disiparea puterii trebuie redusă la minimum, tensiunea de alimentare trebuie să fie selectată cât mai scăzută posibil, respectând în continuare cerințele de performanță.

MINIMIZAREA PUTERIILOR DE SISTEM

Pentru a minimiza consumul de energie al sistemului, acesta trebuie să funcționeze la o viteză minimă, executând sarcina la o tensiune de alimentare minimă. Valorile instantanee ale consumului de energie dinamică (AC) și statică (DC) cresc, ambele cu creșterea frecvenței și tensiunii sursei de alimentare. Consumul dinamic de energie (AC) este o funcție a produsului CV2f. Aceasta este puterea disipată în elementul tampon care conduce sarcina capacitivă.

Este evident că consumul de energie dinamică crește direct proporțional cu frecvența și este proporțional cu pătratul tensiunii de alimentare. De asemenea, crește odată cu capacitatea de sarcină, care este determinată în principal de sistem și nu este variabilă. Consumul de energie statică (DC) este disipat în momentele de comutare și este produsul VI. În orice element CMOS, un curent instantaneu apare de la magistrala de alimentare către firul „comun” (la VCC>2VT) Fig. 9.

Amplitudinea maximă a curentului este o funcție în creștere rapidă a tensiunii de intrare, care, la rândul său, este o funcție a tensiunii de alimentare (Fig. 5d).
Valoarea reală a produsului VI al puterii disipate de sistem este determinată de trei indicatori: tensiunea sursei de alimentare, frecvența și timpii muchiilor de creștere și coborâre ale semnalului de intrare. Un factor foarte important este timpul de creștere a semnalului de intrare. Dacă timpul de creștere este lung, puterea disipată crește deoarece calea curentului este stabilită în timpul întregului timp în care semnalul de intrare trece prin regiunea dintre tensiunile de prag ale tranzistoarelor superioare și inferioare. Teoretic, dacă timpul de creștere ar fi considerat zero, nu ar apărea nicio cale de curent și puterea VI ar fi zero. Cu toate acestea, deoarece timpul de creștere este desigur mic, există întotdeauna un curent de trecere care crește rapid odată cu creșterea tensiunii de alimentare.

Mai există o circumstanță în ceea ce privește timpul de creștere a semnalului de intrare și consumul de energie. Dacă circuitul este utilizat pentru a conduce un număr mare de sarcini, timpul de creștere a semnalului de ieșire va crește. Acest lucru va crește disiparea puterii VI în fiecare dispozitiv controlat de un astfel de circuit (dar nu și în circuitul de control în sine). Dacă consumul de energie atinge o valoare critică, este necesară creșterea pantei semnalului de ieșire prin conectarea elementelor tampon în paralel sau prin partajarea sarcinilor pentru a reduce consumul total de energie.

Acum să rezumăm influența efectelor tensiunii de alimentare, a tensiunii de intrare, a timpilor de creștere și de scădere a marginilor semnalului de intrare și a capacității de sarcină asupra disipării puterii. Se pot trage următoarele concluzii:

Tensiunea de alimentare. Produsul CV2f de disipare a puterii crește cu pătratul tensiunii de alimentare. Produsul VI al disipării puterii crește aproximativ proporțional cu pătratul tensiunii de alimentare.
Nivelul tensiunii de intrare. Produsul VI al disipării puterii crește dacă tensiunea de intrare este între „potențialul de masă (GND) plus tensiunea de prag” și „tensiunea de alimentare (VCC) minus tensiunea de prag”. Cea mai mare putere de disipare are loc atunci când VIN se apropie de 0,5 VCC. Produsul CV2f nu este afectat de nivelul tensiunii de intrare.
Timpul de creștere a semnalului de intrare. Produsul VI al disipării puterii crește odată cu creșterea timpului de creștere, deoarece curentul de trecere prin tranzistoarele de ieșire simultane se stabilește pentru un timp mai îndelungat. De asemenea, produsul CV2f nu este afectat de timpul de creștere a semnalului de intrare.
Capacitate de incarcare. Produsul CV2f al puterii disipate în circuit crește proporțional cu capacitatea de sarcină. Produsul VI al disipării puterii nu depinde de capacitatea de sarcină. Cu toate acestea, o creștere a capacității de sarcină va duce la o creștere a timpilor de creștere a marginilor semnalului de ieșire, care, la rândul său, va duce la o creștere a produsului VI al puterii disipate în elementele logice controlate de aceasta. semnal.

COORDONAREA CU ELEMENTELE LOGICE ALE ALTOR FAMILII

Există două reguli de bază pentru potrivirea elementelor tuturor celorlalte familii cu cipuri CMOS. În primul rând, circuitul CMOS trebuie să furnizeze cerințele necesare de curent și tensiune de intrare pentru elementele altor familii. Și în al doilea rând, și mai important, amplitudinea semnalului de ieșire al altor familii de porți logice trebuie să se potrivească cât mai aproape cu tensiunea sursei de alimentare a circuitului CMOS.

CIRCUITE MOSFET P-CHANNEL

Există o serie de cerințe care trebuie îndeplinite atunci când se potrivesc circuitele P-MOS și CMOS. În primul rând, acesta este un set de surse de alimentare cu tensiuni diferite. Majoritatea circuitelor P-MOS sunt proiectate să funcționeze la tensiuni între 17 V și 24 V, în timp ce circuitele CMOS sunt proiectate pentru o tensiune maximă de 15 V. O altă problemă cu circuitele P-MOS, spre deosebire de CMOS, este semnalul de amplitudine de ieșire semnificativ mai scăzut decât tensiunea de alimentare. Tensiunea de ieșire a circuitelor P-MOS variază de la potențialul mai pozitiv al tensiunii de alimentare (VSS) la câțiva volți peste potențialul mai negativ (VDD). Prin urmare, chiar dacă circuitul P-MOS rulează de la o sursă de 15 V, amplitudinea sa de ieșire va fi tot mai mică decât ceea ce este necesar pentru a se potrivi cu circuitul CMOS. Există mai multe modalități de a rezolva această problemă, în funcție de configurația sistemului. Să luăm în considerare două moduri de a construi un sistem în întregime pe circuite MOS și o metodă când sistemul utilizează circuite TTLSH.

Primul exemplu utilizează numai circuite P-MOS și CMOS cu tensiuni de alimentare mai mici de 15 V (vezi Figura 10). În această configurație, circuitul CMOS conduce direct P-MOS. Cu toate acestea, un circuit P-MOS nu poate conduce direct CMOS, deoarece tensiunea de ieșire zero logică este cu mult peste potențialul zero al sistemului. Pentru a „trage în sus” potențialul de ieșire al circuitului la zero, este introdus un rezistor suplimentar RPD. Valoarea sa este aleasă suficient de mică pentru a furniza constanta de timp RC dorită la comutarea ieșirii de la „unu” la „zero” și, în același timp, suficient de mare pentru a furniza valoarea necesară a nivelului logic „unu”. Această metodă este potrivită și pentru ieșirile P-MOS cu drenaj deschis.

O altă opțiune într-un sistem all-MOS este utilizarea unei tensiuni de referință convenționale a diodei zener pentru a conduce un potențial mai negativ pentru alimentarea circuitului CMOS (Figura 11).

Această configurație folosește o sursă de alimentare P-MOS de 17-24 V. Tensiunea de referință este selectată pentru a reduce tensiunea de alimentare CMOS la tensiunea de ieșire minimă de swing-to-peak a circuitului P-MOS. Circuitul CMOS poate încă conduce direct P-MOS, dar acum, circuitul P-MOS poate conduce CMOS fără un rezistor pull-up. Alte limitări includ tensiunea de alimentare a circuitelor CMOS, care trebuie să fie mai mică de 15 V și necesitatea ca referința să furnizeze suficient curent pentru a alimenta toate circuitele CMOS din sistem. Această soluție este destul de potrivită dacă sursa de alimentare a circuitului P-MOS trebuie să fie mai mare de 15 V, iar consumul de curent al circuitelor CMOS este suficient de mic pentru a fi asigurat de un regulator parametric simplu.

Dacă sistemul utilizează circuite TTLS, trebuie să existe cel puțin două surse de alimentare. În acest caz, circuitul CMOS poate funcționa dintr-o sursă unipolară și poate conduce direct circuitul P-MOS (Fig. 12).

CIRCUITE MOSFET N-CHANNEL

Potrivirea CMOS cu circuitele N-MOS este mai simplă, deși există unele probleme. În primul rând, circuitele N-MOS necesită tensiuni de alimentare mai mici, de obicei în intervalul 5-12 V. Acest lucru le permite să fie adaptate direct la circuitele CMOS. În al doilea rând, amplitudinea semnalului de ieșire al circuitelor CMOS variază de la aproape zero până la tensiunea de alimentare minus 1-2 V.

La tensiuni mai mari de alimentare, circuitele N-MOS și CMOS pot funcționa direct, deoarece nivelul logic de ieșire al circuitului N-MOS va diferi de tensiunea de alimentare cu doar 10-20%. Cu toate acestea, la tensiuni de alimentare mai mici, tensiunea la nivelul unității logice va fi mai mică cu 20-40%, deci este necesar să se includă un rezistor „pull-up” (Fig. 13).

CIRCUIT TTL, TTLSH

La potrivirea acestor familii cu circuite CMOS, apar două probleme. În primul rând, este suficientă tensiunea de nivel logic-1 a familiilor bipolare pentru a conduce direct circuitele CMOS? Circuitele TTL și TTLSh sunt destul de capabile să conducă circuitele CMOS din seria 74HCXX direct, fără rezistențe suplimentare de pull-up. Cu toate acestea, acestea nu sunt capabile să controleze circuitele CMOS din seria CD4000 (K561, KR1561), deoarece caracteristicile acestora din urmă nu garantează funcționarea în cazul conexiunii directe fără rezistențe pull-up.

Circuitele TTL sunt capabile să conducă direct circuite CMOS pe întregul interval de temperatură de funcționare. Circuitele TTL standard sunt capabile să conducă direct circuite CMOS pe cea mai mare parte a intervalului de temperatură. Cu toate acestea, mai aproape de limita inferioară a intervalului de temperatură, tensiunea la nivel de unitate logică a circuitelor TTL scade și se recomandă introducerea unui rezistor „pull-up” (Fig. 14).

În funcție de dependența valorilor de tensiune admisibile ale nivelurilor de intrare de tensiunea de alimentare pentru circuitele CMOS (a se vedea Fig. 4), dacă tensiunea de intrare depășește valoarea VCC-1,5 V (la VCC = 5 V), atunci tensiunea de ieșire nu va depăși 0,5 V . Următorul element CMOS va crește această tensiune de 0,5 V la tensiunea VCC sau GND corespunzătoare. Tensiunea de nivel logic „1” pentru circuitele TTL standard este de minim 2,4 V cu un curent de ieșire de 400 μA. Acesta este cel mai rău caz, deoarece tensiunea de ieșire a circuitului TTL se va apropia de această valoare doar la temperatura minimă, nivelul maxim de intrare „0” (0,8 V), curenți maximi de scurgere și tensiune minimă de alimentare (VCC = 4,5 V).

În condiții normale (25°C, VIN = 0,4 V, curenți nominali de scurgere în circuitul CMOS și tensiunea de alimentare VCC = 5 V), nivelul logic „1” va corespunde mai probabil cu VCC-2VD sau VCC-1,2 V. Când doar temperatura se schimbă, tensiunea de ieșire se va schimba în funcție de dependența „de două ori -2 mV pe grad de temperatură” sau „-4 mV pe grad”. VCC-1.2V este suficient pentru a conduce direct un circuit CMOS fără a fi nevoie de un rezistor pull-up.

Dacă, în anumite condiții, tensiunea de ieșire a unui circuit logic-1 TTL poate scădea sub VCC-1,5 V, trebuie utilizat un rezistor pentru a conduce circuitul CMOS.
A doua întrebare este, poate un circuit CMOS să ofere suficient curent de ieșire pentru a furniza o tensiune de intrare de nivel logic 0 unui circuit TTL? Pentru „1” logic această problemă nu există.

Pentru un circuit TTL, curentul de intrare este suficient de mic pentru a conduce direct două astfel de intrări. Pentru un circuit TTL standard, curentul de intrare este de zece ori mai mare decât curentul circuitului TTL și, prin urmare, tensiunea de ieșire a circuitului CMOS va depăși atunci valoarea maximă admisă a tensiunii de nivel logic „0” (0,8 V). . Cu toate acestea, dacă examinați cu atenție specificațiile unității de ieșire ale circuitelor CMOS, veți observa că o poartă NAND cu două intrări poate conduce o singură intrare TTL, deși numai în cazuri extreme. De exemplu, tensiunea de ieșire a nivelului zero logic pentru dispozitivele MM74C00 și MM74C02 pe întregul interval de temperatură este de 0,4 V la un curent de 360 μA, cu o tensiune de intrare de 4,0 V și o tensiune de alimentare de 4,75 V. Ambele circuite sunt prezentată în fig. 15.

Ambele circuite au aceeași capacitate de încărcare, dar structurile lor sunt diferite. Aceasta înseamnă că fiecare dintre cele două tranzistoare inferioare ale MM74C02 poate furniza același curent ca și două tranzistoare MM74C00 în serie. Două tranzistoare MM74C02 împreună pot furniza de două ori curentul la o anumită tensiune de ieșire. Dacă permitem ca tensiunea de ieșire zero logică să crească la o valoare de 0,8 V, atunci dispozitivul MM74C02 va putea furniza de patru ori curentul de ieșire decât 360 μA, adică. 1,44 mA, care este aproape de 1,6 mA. De fapt, 1,6 mA este curentul maxim de intrare pentru o intrare TTL, iar majoritatea circuitelor TTL funcționează la cel mult 1 mA. De asemenea, 360 µA este curentul minim de ieșire pentru circuitele CMOS. Valoarea reală este în intervalul 360-540 µA (care corespunde curentului de intrare a 2-3 intrări TTLSH). Un curent de 360 µA este specificat pentru o tensiune de intrare de 4 V Pentru o tensiune de intrare de 5 V, curentul de ieșire va fi de aproximativ 560 µA pe întregul interval de temperatură, făcând controlul intrării TTL și mai ușor. La temperatura camerei și o tensiune de intrare de 5 V, ieșirea circuitului CMOS poate furniza un curent de 800 µA. Prin urmare, o poartă NOR cu două intrări va furniza un curent de ieșire de 1,6 mA la 0,4 V dacă ambele intrări ale porții NOR sunt alimentate cu 5 V.

Din aceasta putem concluziona că poarta NOR cu două intrări unice inclusă în MM74C02 poate fi utilizată pentru a conduce o intrare TTL standard în loc de un buffer dedicat. Cu toate acestea, acest lucru va duce la o scădere ușoară a imunității la zgomot în intervalul de temperatură.

Surse de informare

Microcircuite digitale. Tipuri de logică, incinte

Ei bine, mai întâi să spunem asta: microcircuitele sunt împărțite în două mari tipuri: analogice și digitale. Microcircuitele analogice funcționează cu un semnal analogic, iar cele digitale, respectiv, cu unul digital. Vom vorbi în special despre microcircuite digitale.

Mai exact, nu vom vorbi despre microcircuite, ci despre elemente de tehnologie digitală care pot fi „ascunse” în interiorul unui microcircuit.

Care sunt aceste elemente?

Unele nume le-ați auzit, altele poate nu. Dar credeți-mă, aceste nume pot fi pronunțate cu voce tare în orice societate culturală - acestea sunt cuvinte absolut decente. Deci, o listă aproximativă a ceea ce vom studia:

Declanșatoare
Contoare
Criptatoare
Decodoare
Multiplexoarele
Comparatoare

Toate cipurile digitale funcționează cu semnale digitale. Ce este?

Semnale digitale- acestea sunt semnale care au două niveluri stabile - nivelul zero logic și nivelul celui logic. Pentru microcircuite realizate folosind tehnologii diferite, nivelurile logice pot diferi unele de altele.

În prezent, cele mai utilizate două tehnologii sunt TTL și CMOS.

TTL– Logica tranzistor-tranzistor;
CMOS– Metal-Oxid-Semiconductor complementar.

TTL are un nivel zero de 0,4 V și un nivel de unitate de 2,4 V.
Pentru logica CMOS, nivelul zero este foarte aproape de zero volți, un nivel este aproximativ egal cu tensiunea de alimentare.

În orice caz, unul este atunci când tensiunea este mare, zero când este scăzută.

DAR! Tensiunea zero la ieșirea microcircuitului nu înseamnă că ieșirea „atârnă în aer”. De fapt, este pur și simplu conectat la firul comun. Prin urmare, nu puteți conecta direct mai multe concluzii logice: dacă au niveluri diferite, va avea loc un scurtcircuit.

Pe lângă diferențele de nivel de semnal, tipurile logice diferă și în ceea ce privește consumul de energie, viteza (frecvența maximă), capacitatea de încărcare etc.

Tipul de logică poate fi recunoscut după numele cipului. Mai exact, prin primele litere ale numelui, care indică cărei serie îi aparține microcircuitul. În orice serie pot exista microcircuite produse folosind o singură tehnologie. Pentru a vă facilita navigarea, iată un mic tabel rezumativ:

	TTL	TTLSH	CMOS	Bastroacțiune. CMOS	ESL
Explicația numelui	Logica tranzistor-tranzistor	TTL cu dioda Schottky	Semiconductor complementar de oxid de metal		Logica potrivită emițătorului
Seria principală a patriei. microcircuite	K155 K131	K555 K531 KR1533	K561 K176	KR1554 KR1564	K500 1500 KR
Serii de microcircuite burgheze	74	74LS 74 ALS	CD40 H 4000	74AC 74 HC	MC10 F100
Întârziere de propagare, nS	10…30	4…20	15…50	3,5..5	0,5…2
Max. frecvență, MHz	15	50..70	1…5	50…150	300…500
Tensiune de alimentare, V	5 ±0,5	5 ±0,5	3...15	2...6	-5,2 ±0,5
Consum de curent (fără sarcină), mA	20	4...40	0,002...0,1	0,002...0,1	0,4
Level log.0, V	0,4	0,5	< 0,1	< 0,1	-1,65
Jurnal de nivel. 1, V	2,4	2,7	~U groapă	~U groapă	-0,96
Max. curent de ieșire, mA	16	20	0,5	75	40

Cele mai comune serii de astăzi (și analogii lor importați):

TTLSH – K555, K1533
CMOS – KR561, KR1554, KR1564
ESL – K1500

Tipul de logică este ales în principal pe baza următoarelor considerații:

Viteza (frecvența de funcționare)
- Consumul de energie
- Preț

Dar există situații în care un tip nu poate fi utilizat. De exemplu, un bloc ar trebui să aibă un consum redus de energie, iar celălalt ar trebui să aibă viteză mare. Cipurile cu tehnologie CMOS au un consum redus. ESL are viteză mare.

În acest caz, va trebui să instalați convertoare de nivel.

Adevărat, unele tipuri se potrivesc în mod normal fără convertoare. De exemplu, un semnal de la ieșirea unui microcircuit CMOS poate fi aplicat la intrarea unui microcircuit TTL (cu condiția ca tensiunile de alimentare ale acestora să fie aceleași). Cu toate acestea, nu este recomandat să trimiteți un semnal în direcția opusă, adică de la TTL la CMOS.

Microcircuitele sunt disponibile în diverse pachete. Cele mai comune tipuri de carcase sunt:

DIP
(Pachet Dual Inline)

Un „gândac” obișnuit. Introducem picioarele în găurile de pe placă și le lipim.

Picioarele din corp pot fi 8, 14, 16, 20, 24, 28, 32, 40, 48 sau 56.

Distanța dintre terminale (pas) este de 2,5 mm (standard intern) sau 2,54 mm (pentru burghez).

Lățimea plumbului aprox. 0,5 mm

Numerotarea terminalelor este în figură (vedere de sus). Pentru a determina locația primului picior, trebuie să găsiți o „cheie” pe corp.

SOIC
(Small Outline Integral Circuit)

Microcircuit plan - adică picioarele sunt lipite pe aceeași parte a plăcii în care se află corpul. În acest caz, microcircuitul se află pe burta pe placă.

Numărul de picioare și numerotarea acestora sunt aceleași ca pentru DIP.

Pasul de plumb este de 1,25 mm (internă) sau 1,27 mm (burgheză).

Lățimea plumbului – 0,33...0,51

PLCC
(Suport de așchii din plastic cu plumb J)

Corp pătrat (mai rar dreptunghiular). Picioarele sunt situate pe toate cele patru laturi și au o formă de J (capetele picioarelor sunt îndoite sub abdomen).

Microcircuitele sunt fie lipite direct pe placă (planare), fie introduse în priză. Acesta din urmă este de preferat.

Număr de picioare – 20, 28, 32, 44, 52, 68, 84.

Pasul picioarelor – 1,27 mm

Lățimea plumbului – 0,66...0,82

Numerotarea PIN - primul picior lângă cheie, crescând numărul în sens invers acelor de ceasornic:

Ce parere aveti de acest articol?

Pentru proiectarea circuitelor integrate digitale, pe lângă tranzistoarele bipolare pnp și pnp, se mai folosesc și tranzistoarele unipolare cu efect de câmp și canal (Fig. 5.17a), care se numesc tranzistori MOS (MOS - Metal-Oxide-Semiconductor - metal-oxide-semiconductor) ). În general, un tranzistor cu efect de câmp are patru electrozi: sursa S (Sursă), dren D (Drain), poarta G (Gate) și substrat SS (Substrate). Terminalul de poartă din imaginea FET este deplasat mai aproape de terminalul sursă. Imaginea canalului cu o linie întreruptă îmbogățită simbolizează absența conducției între dren și sursă la tensiunea poarta-sursă zero. În fig. 5.17, iar simbolurile „+” și „-” indică polaritatea tensiunilor de pe electrozi pentru funcționarea normală a tranzistorului cu efect de câmp. Substratul este de obicei conectat la sursă sau la unul dintre polii sursei de alimentare.

În fig. 5.17.6 prezintă un circuit pentru conectarea unei perechi de tranzistoare complementare (tranzistoare cu diferite tipuri de canale), care este un comutator electronic - invertor (LE NOT). O caracteristică a acestui comutator este absența curentului prin tranzistoare în stare statică, deoarece la orice valoare a semnalului de intrare unul dintre tranzistoarele conectate în serie este închis. Comutatorul consumă curent numai atunci când este comutat în intervalul de timp în care se modifică semnalul de intrare. La acest interval ambele tranzistoare

deschis, deoarece semnalul de intrare are valori duce la diferențe de tensiune între porțile și sursele tranzistoarelor de canal, semnificativ diferite de zero. Cel mai mare curent circulă la

Tranzistoarele cu efect de câmp fac posibilă construirea nu numai de comutatoare digitale, ci și analogice pentru comutarea semnalelor analogice bipolare, ceea ce nu poate fi realizat cu tranzistoarele bipolare. În fig. 5.17,c arată elementul principal al unui astfel de comutator analogic (în loc de potențialul de masă pentru comutarea semnalelor bipolare, ar trebui aplicată o tensiune negativă. La valori, ambele tranzistoare sunt închise (rezistența cheii private este rotativă; cheia este deschis, iar când unul dintre tranzistori se deschide, în funcție de polaritatea tensiunii de intrare comutate. În acest caz, rezistența dintre polii comutatorului variază de la unități la sute de ohmi, în funcție de tip (rezistența întrerupătorului. Cu cât este mai mică dependența de tensiune a comutatorului, cu atât este mai mare liniaritatea comutatorului analogic fi polul comutatorului la care este aplicat semnalul comutat.

Au fost dezvoltate trei tehnologii principale pentru fabricarea circuitelor integrate de tranzistori cu efect de câmp:

tehnologia MOS (tehnologia n-MOS),

tehnologia MOS tehnologia p-MOS),

Tehnologia CMOS Tehnologia CMOS; CMOS - MOS complementar).

Toate aceste tehnologii sunt în mod constant îmbunătățite pentru a crește viteza și gradul de integrare a elementelor de pe cip. Până în prezent, au fost dezvoltate câteva zeci de aceste tehnologii.

Proiectarea circuitului CMOS IC. Primele serii CMOS IC au fost dezvoltate de companie în 1968, apoi a fost lansată o serie, care a fost înlocuită ulterior de o serie cu caracteristici îmbunătățite. General

Dezavantajul circuitelor integrate din toate aceste serii este viteza lor scăzută (timpul de întârziere a semnalului ajunge la sute de milisecunde) și valorile scăzute ale curenților de ieșire.

În 1981, Motorola și National Semiconductor au dezvoltat circuite integrate în serie care sunt apropiate ca parametri fizici de serie. În special, performanța acestor serii CMOS și TTL este aceeași (timpul mediu de întârziere al porții nu este). Performanțe și mai mari au fost obținute în seria CMOS dezvoltată în 1985 de Texas Instruments Inc. (). Proprietățile pozitive atât ale CI TTL, cât și ale CI CMOS au fost implementate de companie în circuitele integrate din seria VST (1987), fabricate folosind tehnologia BiCMOS, o tehnologie cu plasarea tranzistoarelor bipolare și CMOS pe același cip cu niveluri de semnale IC de intrare și ieșire. compatibil cu nivelurile TTL).

În tabel 5.9 arată corespondența dintre seriile interne și străine de circuite integrate CMOS. Tensiunea de alimentare a unui circuit integrat CMOS poate fi variată în limite largi - cu cât tensiunea de alimentare este mai mare, cu atât CI va funcționa mai repede. În ceea ce privește funcțiile îndeplinite și (sau) numerotarea pinului, circuitele integrate din seria 4000 diferă în mare parte de circuitele integrate TTL cu scopuri funcționale similare. Gama funcțională a seriei IC include o parte din circuitele integrate ale seriei TTL 54/74 și ale seriei CMOS cu aceleași numere în toate aceste serii au același scop funcțional și numerotare pin).

În fig. 5.18, a prezintă circuitele de protecție cu diode ale intrărilor și ieșirilor LE de la tensiunea electrostatică pentru seria IC a în Fig. 5.18.6 - pentru seria IC Toate circuitele integrate digitale au o astfel de protecție a intrărilor și ieșirilor, cu excepția convertoarelor de nivel de tensiune care utilizează o versiune diferită a protecției intrării (Fig. 5.19). Cu prima versiune de protecție de intrare, nivelurile semnalului de intrare nu ar trebui să depășească tensiunea de alimentare datorită deschiderii diodei conectate între intrare și pol. Cu a doua opțiune de protecție, nivelurile semnalului de intrare pot fi de câteva ori mai mari decât valoare fără a deteriora circuitul integrat (excesul de tensiune este stins printr-un rezistor). În acest caz, IC-ul acționează ca un convertor logic 1. Circuitul de intrare oferă și protecție împotriva tensiunilor negative de intrare. ÎN

(vezi scanare)

În cele ce urmează, circuitele de protecție de intrare și ieșire, de regulă, nu vor fi afișate.

Diferența dintre serii (Fig. 5.19,a) și (Fig. 5.19,6) este prezența unor buffer-uri suplimentare la ieșirile CI ale acestuia din urmă pentru a decupla CI de mediul extern. În locul seriei, se produce în prezent o serie cu ieșiri fără tampon, care are parametri electrici similari (UB - Unbuffered, B - Buffered). Prezența unor buffer-uri de ieșire suplimentare în seria CD40005 duce la o creștere a întârzierilor semnalului în LE, dar îmbunătățește caracteristicile de comutare. Caracteristicile comparative ale acestor serii sunt prezentate în tabel. 5.10.

Tabelul 5.10. (vezi scanarea) Parametrii circuitelor integrate din seria CD4000B și CD4000UB

Implementarea comutatorului analogic este prezentată în Fig. 5.20. Când valoarea semnalului este OE = 1 (OE - Output Enable), cheia este deschisă și când este închisă. În starea închisă, comutatorul este caracterizat de o impedanță de ieșire ridicată și se obișnuiește să spunem că ieșirea este în starea Z. În loc de

potențialul de masă, puteți aplica o tensiune negativă, dar condiția trebuie îndeplinită

Circuitul cu două intrări este prezentat în Fig. 5.21. Etapa de ieșire pe două tranzistoare complementare este o etapă tampon, deoarece izolează toate conexiunile interne de la ieșirea LE. Diferența dintre seria netamponată și cea tamponată este clar vizibilă din Fig. 5.22, unde sunt prezentate care îndeplinesc aceleași funcții Un alt design de circuit al LE 2I-NE este prezentat în Fig. 5.23.

Un set universal de elemente, format din două perechi complementare de tranzistoare MOS și un invertor, este implementat în (Fig. 5.24). Acest kit permite utilizatorului să folosească conexiuni externe IC pentru a obține comutatoare analogice și

comutator analogic cu două canale (Fig. 5.25) - pinii 2 și 9 sunt conectați; 4 și 11; 3 și 6; 8, 10 și 13; 1, 5 și 12;

trei invertoare - conectați pinii 2, 11 și 14; 4, 7 și 9; 8 și 13 (ieșire NU cu intrarea 6); 1 și 5 (ieșire NU cu intrarea 3); 10 - intrare ieșire NU;

3SAU-NU - conectați pinii 4, 7 și 9; și 11; 5, 8 și 12 (ieșire LE cu intrările 3, 6 și 10);

3I-NOT - conectați pinii 2, 11 și 14; 4 și 8; 5 și 9; 1, 12 și 13 (ieșire LE cu intrările 3, 6 și 10);

LE, care implementează funcția de conectare a pinii 2 și 14; 4, 8 și 9; 1 și 11; 5, 12 și 13 (ieșire

LE, care implementează funcția de conectare a pinii 2 și 14; 7 și 9; 4 și 8; 1, 11 și 13; 5 și 12 (ieșire ;

invertor cu starea de ieșire Z care îndeplinește funcția

Starea de ieșire la și Z la pinii de conectare 8, 11 și 13;

În comparație cu circuitele integrate TTL, trebuie remarcate următoarele avantaje ale circuitelor integrate CMOS din seria 4000 (seria 561 și 1561):

consum redus de energie în intervalul de frecvență până la (în modul static, consumul de energie este pe supapă);

interval mare de tensiune de alimentare, puteți utiliza o sursă de alimentare nestabilizată; impedanță de intrare foarte mare (capacitate mare de încărcare la frecvențe de până la

dependență scăzută a caracteristicilor de temperatură. Dezavantajele circuitelor integrate CMOS din seria 4000 (seria 561 și 1561) includ:

rezistență crescută de ieșire (0,5 ... 1 kOhm); influența mare a capacității de sarcină și a tensiunii de alimentare asupra timpului de întârziere, a duratei marginilor și a consumului de energie;

timpi mari de întârziere și durata fronturilor; gamă largă de toți parametrii.

Graficele disipării puterii în funcție de frecvență pentru circuitele integrate CMOS și TTL se intersectează la o anumită frecvență, deoarece puterea dinamică a circuitelor integrate TTL depinde foarte puțin de frecvența de comutare. La frecvențele maxime admise, consumul de energie al unui circuit integrat CMOS este de același ordin cu cel al unui circuit integrat TTL.

În modul static (fără suprasarcină), nivelurile semnalului de ieșire ale unui IC CMOS diferă semnificativ de nivelurile unui IC CMOS, spre deosebire de valorile tipice V pentru TTL BC. Acest lucru cauzează anumite dificultăți atunci când utilizați TTL și nivel într-un singur dispozitiv.

Metodele de coordonare a nivelurilor vor fi discutate în § 5.6.

Seria produce două tipuri de circuite integrate CMOS: serii care nu sunt corelate la intrare cu circuitele integrate TTL și serii care sunt potrivite la intrare cu circuitele integrate TTL (care nu necesită o conversie de nivel suplimentară). Aceste serii diferă în implementarea circuitelor de intrare și ieșire ale CI, prezentate în Fig. 5.26, iar pentru seria IC din Fig. 5.26, b - pentru seria IC din Fig. 5.27 - pentru seria IC și în Fig. 5.28 - pentru seria IC Pragurile de comutare pentru seria IC sunt între , iar pentru seria IC pragul de comutare este egal cu cerințele pentru nivelurile semnalului de intrare specificate de inegalități

Imunitatea la zgomot a seriei IC este dată în tabel. 5.11, din care se poate observa că este semnificativ mai mare decât cel al seriei TTL (vezi Tabelul 5.5). Valorile limită ale parametrilor CI din aceste serii sunt indicate în tabel. 5.12 și condițiile de funcționare recomandate

(vezi scanare)

În tabel 5.13.

Circuitele integrate din seria CMOS, având aceleași numere (pentru CI străine) sau aceleași denumiri alfanumerice (pentru CI autohtone, separat în grupuri de seriile 176/561/564/1561 și 1564/1554), îndeplinesc aceleași funcții și coincid în dispunerea pinilor externi. În viitor, în desenele pentru circuitele integrate din seria CMOS, va fi indicat numele circuitului integrat al unei singure serii specifice, deși circuitele integrate similare pot fi în alte serii.

Orez. 5.29 (vezi scanare)

În fig. 5.29 prezintă LE AND-NOT, AND, NOT, OR-NOT și suma modulo doi, produsă de industria autohtonă. Simbolurile grafice indică numărul de analogi ale circuitelor integrate străine. Elementele logice ale seriei 176 sunt prezentate în Fig. 5.30. Aplicația a fost discutată mai sus când s-a descris analogul său străin: perechi complementare de tranzistoare, poarta G, drenuri de tranzistori cu canal p și canal n, surse SP și SN

(click pentru a vizualiza scanarea)

tranzistoare cu canal p și canal n). LE străine, care în prezent nu au analogi autohtoni, sunt prezentate în Fig. 5.31 și 5.32.

Orez. 5.32 (vezi scanare)

Parametrii IC din seria CMOS sunt prezentați în tabel. , și în tabel. A2.3 - parametrii circuitelor integrate din seria 4000, care ar trebui să fie luați în considerare în primul rând la proiectarea dispozitivelor digitale și cu microprocesor. Parametrii seriilor IC domestice 176, 561 și 1561 pot fi găsiți în cărțile de referință, iar seria IC 1554 - in. Material de referință util despre circuitele integrate din seria CMOS este disponibil la.

Circuite integrate din seria 54.AC11000/74.AC11000.

Pentru a reduce nivelul de zgomot în circuitele integrate CMOS de mare viteză care apare la comutarea LE, este de preferat să utilizați o locație centrală a pinii de alimentare pe

cip, iar ieșirile IC ar trebui să fie situate pe partea în care se află pinul comun de alimentare (GND). Compania a lansat o serie în care numărul AND indică locația centrală a pinii de alimentare IC, iar numerele indică numărul de serie al IC, ca în cealaltă serie. 5.33 arată LE-ul acestor serii.

Circuite integrate din seria SN54BCT/SN74BCT.

După cum sa menționat mai sus, circuitele integrate ale acestor serii sunt fabricate folosind tehnologia BiMOS. Circuitele de intrare ale CI sunt realizate conform circuitului prezentat în Fig. 5.34a, ceea ce face ca intrările acestor circuite integrate să fie compatibile cu nivelurile semnalului de intrare TTL.

Sistemele cu microprocesor folosesc un număr mare de drivere de magistrală și transceiver și, în orice moment, transceiver-ul sau driverul unui singur dispozitiv extern se află în starea activă, iar restul sunt în starea Z. Driverele și transceiverele, implementate folosind tehnologii TTL, consumă curent în starea Z a ieșirilor de același ordin ca în starea activă a ieșirilor, deși nu efectuează cea mai mare parte a muncii utile.

Scopul principal al dezvoltării IC-urilor BiMOS a fost reducerea drastică a consumului de curent în starea Z al ieșirilor IC destinate proiectării dispozitivelor externe ale sistemelor cu microprocesoare. În fig. arată circuitul - starea ieșirii, realizată folosind tehnologia BiMOS, circuitul de intrare prezentat în Fig. 5.34, a).

Intrări IC neutilizate.

Când proiectați dispozitive digitale pe circuite integrate, nu toate intrările acestora pot fi utilizate. Pe baza logicii de funcționare a dispozitivului în curs de dezvoltare, fie nivelul logic 0, fie nivelul 1 ar trebui să fie aplicat la aceste intrări la intrările neutilizate conectându-le la o sursă de tensiune de alimentare (TTL IC) sau (CMOS IC), cu toate acestea, intrările circuitelor integrate TTL din seria 54/74, care folosesc tranzistori multi-emițător, se recomandă să fie conectate la sursa de alimentare. printr-un rezistor de limitare a curentului pentru a proteja împotriva supratensiunii care apar, de exemplu, atunci când alimentarea este pornită.

Invertoare logic CMOS (CMOS).

Microcircuitele bazate pe tranzistoare MOS complementare (microcircuite CMOS) sunt construite pe baza tranzistoarelor MOS cu canale n și p. Același potențial de intrare deschide un tranzistor cu canal n și închide un tranzistor cu canal p. Când se formează unul logic, tranzistorul superior este deschis, iar cel inferior este închis. Ca rezultat, nici un curent nu trece prin circuitul CMOS. Când se formează un zero logic, tranzistorul inferior este deschis, iar cel superior este închis. Și în acest caz, nu curge nici un curent de la sursa de alimentare prin microcircuit. Cel mai simplu element logic este un invertor. un invertor realizat pe tranzistoare MOS complementare este prezentat în figura 1.

Figura 1. Schema schematică a unui invertor realizat pe tranzistoare MOS complementare (invertor CMOS)

Ca urmare a acestei caracteristici a microcircuitelor CMOS, acestea au un avantaj față de tipurile discutate anterior - consumă curent în funcție de frecvența de ceas aplicată la intrare. Un grafic aproximativ al consumului de curent al unui cip CMOS în funcție de frecvența sa de comutare este prezentat în Figura 2.

Figura 2. Dependența consumului de curent al unui cip CMOS de frecvență

Porți logice CMOS (CMDP) „ȘI”

Diagrama elementelor logice „NAND” pe cipurile CMOS coincide practic cu circuitul simplificat „ȘI” pe comutatoarele controlate electronic, pe care l-am examinat mai devreme. Diferența este că sarcina este conectată nu la firul comun al circuitului, ci la sursa de alimentare. O diagramă schematică a unui element logic „2I-NOT” realizat pe tranzistoare MOS complementare (CMOS) este prezentată în Figura 3.

Figura 3. Schema schematică a unui element logic 2I-NOT realizat pe tranzistoare MOS complementare (CMOS)

În acest circuit, ar fi posibil să se utilizeze unul obișnuit în brațul superior, cu toate acestea, atunci când se generează un nivel scăzut de semnal, circuitul ar consuma constant curent. În schimb, tranzistorii p-MOS sunt utilizați ca sarcină. Acești tranzistori formează o sarcină activă. Dacă este necesar să se genereze un potențial ridicat la ieșire, atunci tranzistoarele se deschid, iar dacă este scăzut, atunci se închid.

În circuitul elementului logic CMOS „ȘI” prezentat în Figura 2, curentul de la sursa de alimentare la ieșirea microcircuitului CMOS va trece printr-unul dintre tranzistori dacă cel puțin una dintre intrări (sau ambele simultan) are un potențial scăzut (nivel logic zero). Dacă un nivel logic este prezent la ambele intrări ale elementului logic „ȘI” CMOS, atunci ambele tranzistoare p-MOS vor fi închise și se va forma un potențial scăzut la ieșirea microcircuitului CMOS. În acest circuit, precum și în circuitul prezentat în figura 1, dacă tranzistoarele din partea superioară sunt deschise, atunci tranzistoarele din partea inferioară vor fi închise, prin urmare, într-o stare statică, cipul CMOS nu va consuma curent. de la sursa de alimentare.

O reprezentare schematică a unei porți CMOS 2NAND este prezentată în Figura 4, iar tabelul de adevăr este dat în Tabelul 1. În Tabelul 1, intrările sunt desemnate x 1 și x 2, iar ieșirea este F.

Figura 4. Reprezentarea grafică simbolică a elementului logic „2ȘI-NU”

Tabelul 1. Tabelul de adevăr al unui cip CMOS care efectuează „2NAND”

x1	x2	F
0	0	1
0	1	1
1	0	1
1	1	0

„OR”, realizat pe tranzistoare CMOS, este o conexiune paralelă a comutatoarelor controlate electronic. Diferența față de circuitul simplificat „2OR” discutat mai devreme este că sarcina este conectată nu la firul comun al circuitului, ci la sursa de alimentare. În loc de un rezistor, tranzistorii p-MOS sunt utilizați ca sarcină. O diagramă schematică a unui element logic „2OR-NOT” realizat pe tranzistoare MOS complementare este prezentată în Figura 5.

Figura 5. Schema schematică a unui element logic „OR-NOT”, realizat pe tranzistoare MOS complementare

Circuitul de poartă CMOS 2OR-NOT utilizează tranzistori p-MOS conectați în serie ca sarcină. În ea, curentul de la sursa de alimentare va curge la ieșirea microcircuitului CMOS numai dacă toate tranzistoarele din partea superioară sunt deschise, adică. dacă un potențial scăzut () este prezent la toate intrările simultan. Dacă cel puțin una dintre intrări are un nivel logic, atunci brațul superior al etapei push-pull asamblate pe tranzistoare CMOS va fi închis și niciun curent de la sursa de alimentare nu va curge la ieșirea microcircuitului CMOS.

Tabelul de adevăr al elementului logic „2OR-NOT”, implementat de un microcircuit CMOS, este prezentat în Tabelul 2, iar denumirea grafică a acestor elemente este prezentată în Figura 6.

Figura 6. elementul „2SAU-NU”

Tabelul 2. Tabelul de adevăr al unui cip MOS care efectuează funcția logică „2OR-NOT”

x1	x2	F
0	0	1
0	1	0
1	0	0
1	1	0

În prezent, microcircuitele CMOS sunt cele care au primit cea mai mare dezvoltare. Mai mult, există o tendință constantă de reducere a tensiunii de alimentare a acestor microcircuite. Prima serie de microcircuite CMOS, cum ar fi K1561 (un analog străin de C4000V) a avut o gamă destul de largă de modificări ale tensiunii de alimentare (3..18V). În același timp, atunci când tensiunea de alimentare a unui anumit microcircuit scade, frecvența maximă de funcționare a acestuia scade. Ulterior, pe măsură ce tehnologia de producție s-a îmbunătățit, au apărut cipuri CMOS îmbunătățite cu proprietăți de frecvență mai bune și tensiune de alimentare mai mică, de exemplu, SN74HC.

Caracteristici ale utilizării cipurilor CMOS

Prima și principala caracteristică a cipurilor CMOS este impedanța mare de intrare a acestor cipuri. Ca rezultat, orice tensiune poate fi indusă la intrare, inclusiv una egală cu jumătate din tensiunea de alimentare, și stocată la ea pentru o perioadă destul de lungă. Când jumătate din putere este furnizată la intrarea unui element CMOS, tranzistoarele se deschid în ambele brațe superioare și inferioare ale etajului de ieșire, ca urmare, microcircuitul începe să consume un curent inacceptabil de mare și poate eșua. Concluzie: Intrările cipurilor digitale CMOS nu trebuie lăsate niciodată neconectate!

A doua caracteristică a cipurilor CMOS este că pot funcționa atunci când alimentarea este oprită. Cu toate acestea, cel mai adesea funcționează incorect. Această caracteristică este legată de proiectarea etapei de intrare. Schema completă a circuitului invertorului CMOS este prezentată în Figura 7.

Figura 7. Schema de circuit completă a invertorului CMOS

Diodele VD1 și VD2 au fost introduse pentru a proteja treapta de intrare împotriva defecțiunilor cauzate de electricitatea statică. În același timp, atunci când se aplică un potențial ridicat la intrarea unui microcircuit CMOS, acesta va trece prin dioda VD1 către magistrala de alimentare a microcircuitului și, deoarece consumă un curent suficient de mic, microcircuitul CMOS va începe să funcționeze . Cu toate acestea, în unele cazuri, acest curent poate să nu fie suficient pentru a alimenta microcircuitele. Ca rezultat, este posibil ca cipul CMOS să nu funcționeze corect. Concluzie: Dacă cipul CMOS nu funcționează corect, verificați cu atenție sursa de alimentare a cipul, în special terminalele de locuințe. Dacă terminalul negativ de putere este slab lipit, potențialul său va diferi de potențialul firului comun al circuitului.

A patra caracteristică a microcircuitelor CMOS este fluxul de curent pulsat prin circuitul de putere atunci când trece de la zero la o stare și invers. Ca urmare, la trecerea de la microcircuite TTL la microcircuite analogice CMOS, nivelul de zgomot crește brusc. În unele cazuri, acest lucru este important și este necesar să se abandoneze utilizarea microcircuitelor CMOS în favoarea microcircuitelor BICMOS.

Nivelurile logice ale cipurilor CMOS

Nivelurile logice ale cipurilor CMOS sunt semnificativ diferite de . În absența curentului de sarcină, tensiunea la ieșirea cipului CMOS coincide cu tensiunea de alimentare (nivel logic de unu) sau cu potențialul firului comun (nivel logic de zero). Pe măsură ce curentul de sarcină crește, tensiunea unității logice poate scădea la 2,8V (U p =15V) de la tensiunea de alimentare. Nivelul de tensiune admisibil la ieșirea unui microcircuit digital CMOS (seria de microcircuite K561) cu o sursă de alimentare de cinci volți este prezentat în Figura 8.

Figura 8. Nivelurile semnalului logic la ieșirea cipurilor CMOS digitale

După cum am menționat mai devreme, tensiunea la intrarea unui cip digital în comparație cu ieșirea este de obicei permisă în limite mari. Pentru cipurile CMOS, am convenit asupra unei marje de 30%. Limitele nivelurilor logice zero și unu pentru microcircuite CMOS cu o sursă de cinci volți sunt prezentate în Figura 9.

Figura 9. Nivelurile semnalului logic la intrarea cipurilor CMOS digitale

Când tensiunea de alimentare este redusă, limitele zero logic și cel logic pot fi determinate în același mod (împărțiți tensiunea de alimentare la 3).

Familii de circuite integrate CMOS

Primele cipuri CMOS nu aveau diode de protecție la intrare, așa că instalarea lor a prezentat dificultăți semnificative. Aceasta este o familie de cipuri din seria K172. Următoarea familie îmbunătățită de cipuri CMOS, seria K176, a primit aceste diode de protecție. Este destul de comun astăzi. Seria K1561 completează dezvoltarea primei generații de cipuri CMOS. În această familie, s-a realizat o viteză de 90 ns și un domeniu de tensiune de alimentare de 3 ... 15 V. Deoarece echipamentele străine sunt în prezent larg răspândite, voi oferi un analog străin al acestor microcircuite CMOS - C4000B.

O dezvoltare ulterioară a cipurilor CMOS a fost seria SN74HC. Aceste microcircuite nu au analog domestic. Au o viteză de 27 ns și pot funcționa în intervalul de tensiune 2 ... 6 V. Ele coincid în pinout și gama funcțională cu, dar nu sunt compatibile cu ele la niveluri logice, astfel încât microcircuite CMOS din seria SN74HCT au fost dezvoltate la în același timp (analogicul domestic este K1564) compatibil cu microcircuite TTL și niveluri logice.

În acest moment, a existat o tranziție la sursa de alimentare de trei volți. Pentru acesta au fost dezvoltate microcircuite CMOS SN74ALVC cu un timp de întârziere a semnalului de 5,5 ns și o gamă de putere de 1,65 ... 3,6 V. Aceleași microcircuite sunt capabile să funcționeze cu o sursă de alimentare de 2,5 V. Timpul de întârziere a semnalului crește la 9 ns.

Cea mai promițătoare familie de cipuri CMOS este considerată în prezent familia SN74AUC cu un timp de întârziere a semnalului de 1,9 ns și o gamă de alimentare de 0,8 ... 2,7 V.