Elemente de sincronizare a sistemelor digitale

Funcționarea fiabilă a oricărui sistem digital depinde în mare măsură de selecția și calculul corect al sincronizării, care este o parte integrantă a oricărui sistem de control.

Problemele de sincronizare includ:

Furnizarea de întârzieri între anumite semnale de control.

Formarea impulsurilor de ceas cu perioadă dată succesiunea si durata.

Asigurarea faptului că ceasurile sunt legate de semnalele individuale de declanșare etc.

Să ne uităm mai întâi la modelatori.

Shapers – dispozitive care convertesc semnalele de intrare formă liberăîn impulsuri dreptunghiulare normalizate prin amplitudine și abruptul marginilor pentru a controla microcircuitele ulterioare.

Formarea întârzierilor

Pentru a genera întârzieri între impulsuri de ordinul a 10-20 μs (întârzieri relativ mici), se folosesc formatoare de tip deschis.

Pentru mici întârzieri de ordinul a sute de nanosecunde, se folosesc conexiuni în serie ale invertoarelor.

Timp mediu de întârziere:

Aici n este numărul de invertoare conectate în serie;

– întârziere de propagare a semnalului când ieșirea trece de la „1” la „0” și invers.

Un timp de întârziere mai mare se obține folosind un circuit RC integrator conectat la intrarea invertorului.

Pentru un IC CMOS obținem:

Timpul de întârziere este determinat de formulele:

Aici
– tensiunea de alimentare

– tensiunea de comutare a invertorului.

Având în vedere că
, atunci timpul de întârziere poate fi determinat prin formula:

Cu o întârziere de peste 20 μs, rata de modificare a tensiunii pe condensator este mică, iar forma semnalului de ieșire va diferi semnificativ de cea dreptunghiulară. În astfel de cazuri, este recomandabil să utilizați un driver de întârziere bazat pe un declanșator asimetric (declanșator Schmitt).

Monostabile (multiplexoare în așteptare)

Un singur vibrator este un dispozitiv conceput pentru a genera impulsuri dreptunghiulare individuale de o durată dată sub influența semnalelor de intrare.

O caracteristică distinctivă a monovibratoarelor este prezența unui circuit de sincronizare (sincronizare) și feedback, oferind procese de comutare regenerative (ca avalanșă). Se realizează astfel o înclinație mai mare a fronturilor impulsurilor de ieșire.

Durata impulsului de ieșire:

La

.

Pentru a construi monovibratoare, puteți utiliza declanșatoare de diferite tipuri:

Dispozitivul one-shot funcționează după cum urmează. Când trimiteți spre ieșire semnal de declanșare, declanșatorul este setat la o singură stare, în care capacitatea începe să se încarce . Când tensiunea comutatorului atinge capacitatea
, declanșatorul trece în starea 0 și începe descărcarea accelerată a capacității printr-o diodă deschisă
și rezistențe de ieșire de declanșare cu rezistență scăzută.

Durata impulsului generat:

.

Prin conectarea a două vibratoare unice în serie, puteți crea o schimbare în timp a impulsului de ieșire în raport cu marginea declanșatorului.

Lanţ
creează o întârziere a impulsului de ieșire pentru un timp , și lanțul
asigură durata acestuia egală cu .

În episoade circuite integrate Există produse independente cu un singur vibrator, care reprezintă o unitate funcțională completă, cu excepția circuitului de sincronizare.

De exemplu:

Generarea de impulsuri din contacte mecanice

La proiectarea dispozitivelor digitale, apare adesea problema generării unei tranziții clare (0,1 sau 1,0) sau a unui impuls dreptunghiular scurt atunci când este declanșat un releu, buton sau alt contact mecanic (de exemplu, tastatură, mouse).

Semnalul, folosind un comutator mecanic, este generat prin închiderea și deschiderea unui circuit electric.

În starea inițială, un semnal potențial este eliminat de la ieșire
(„1” logic), iar în momentul în care contactele se ating, nivelul devine egal cu „0”.

comutatorul mecanic este asta

operarea este însoțită de contact de respingere (tranziții multiple într-un timp scurt de la o stare închisă la o stare deschisă și înapoi). Acest lucru duce la formarea unei explozii de impulsuri în loc de pulsul unic dorit sau scăderea potențialului.

Durata de respingere este de obicei 8-12 µs.

Pentru a elimina saritura in semnalul primit, la iesirea comutatorului mecanic sunt instalate formatoare speciale.

Exemplu: folosind un declanșator RC (K155TM2).

Un semnal „0” aplicat uneia dintre intrările declanșatorului îl răstoarnă. Mai mult, atunci când comutatorul este declanșat, declanșatorul reacționează la primul scurtcircuit și impulsurile de respingere ulterioare nu își schimbă starea.

Exemplu: studiul unui declanșator D (K155TM2).

Diferența dintre acest model este momentul în care apare semnalul de ieșire cu procesele interne ale dispozitivului pentru care este generat acest semnal, adică către sistemul său de impulsuri de ceas.

Pentru ca șoferul să funcționeze, este necesar ca perioada impulsurilor ceasului să fie mai mare decât timpul de respingere (
).

Multivibratoare (generatoare de impulsuri pătrate)

Pentru a construi multivibratoare, sunt utilizate proprietățile de amplificare ale invertoarelor. Pentru apariția și existența auto-oscilațiilor stabile, invertoarele sunt ieșite inițial în secțiunile liniare ale caracteristicii suplimentare (între nivelurile „1” și „0”), unde invertorul funcționează ca un amplificator inversor. Feedback-ul pozitiv este apoi introdus folosind unul sau doi condensatori.

Cel mai simplu circuit multivibrator bazat pe invertoare CMOS.

Rezistor de feedback comută în modul boost
, A tensiune de ieșire acest invertor trebuie menținut în modul booster de către al doilea invertor
. Feedback pozitiv prin condensator provoacă o ușoară autoexcitare.

Circuitul are două stări dinamice.

Perioada pulsului:

La
obținem o formulă simplificată:

Rezistor
se aprinde pentru a limita curentul prin diodele de securitate la intrarea invertorului
.selectați din condiție
(com).

Pentru reglarea independentă a duratei pulsului și interval de urmărire se introduc circuite separate pentru încărcarea şi descărcarea condensatorului folosind două diode și rezistențe de valori diferite.

Durata pulsului este determinată de expresia:

la
.

Interval puls este determinată de expresia:

Deoarece al doilea invertor nu este acoperit de protecția mediului DC, atunci dispozitivul se dovedește a fi critic pentru valoarea rezistenței .

pentru invertoarele TTL.

pentru invertoarele CMOS.

Pentru a crește stabilitatea, feedback-ul acoperă al doilea invertor.

Multivibratoarele de pe trei invertoare sunt mai stabile.

Stabilizarea funcționării în curent continuu este asigurată prin feedback general printr-un rezistor , acoperind trei invertoare. Feedback-ul pozitiv este realizat de un condensator .

Adesea în sistemele de control este necesară utilizarea generatoarelor cu declanșare externă, în care, indiferent de poziția fronturilor semnalului de control, este asigurată formarea primului și ultimului impuls, nedistorsionat ca durată și începutul primului. pulsul trebuie să coincidă cu începutul pulsului de control.

Furnizarea unui semnal de control asigură aspectul sincron al unui impuls la intrarea generatorului, adică începutul generării este legat de momentul în care semnalul de declanșare scade. În plus, ultimul impuls are durata sa completă, indiferent de momentul în care semnalul de declanșare este eliminat .

Stabilizarea frecvenței cu multivibrator

Precizia și stabilitatea frecvenței oscilațiilor generate depind de precizia, stabilitatea timpului și a temperaturii elementelor Şi . Instabilitatea frecvenței oscilațiilor generate se apreciază prin coeficientul de instabilitate relativă

Unde – frecvența nominală de funcționare

– abaterea de frecvență de la nominal

generatoare RC pentru care
oferi
cu o precizie inițială de 5-10%.

Utilizarea rezonatoarelor de cuarț permite o modificare relativă a frecvenței care nu depășește
. Ele sunt utilizate de obicei la frecvențe mai mari atunci când este necesar să se obțină oscilații de o frecvență cunoscută și stabilă.

Multivibratoarele cu stabilizare a frecvenței de cuarț sunt de obicei realizate prin conectarea unui rezonator de cuarț în locul capacității de sincronizare.

Frecvența rezonatorului de cuarț poate fi modificată în limite mici prin conectarea unui mic condensator de reglare a condensatorului în serie cu acesta
.

Un exemplu de circuit oscilator cu cristal bazat pe IC CMOS K561LN2.

Valoarea exactă a frecvenței poate fi obținută prin selectarea capacităților condensatorului (16-18 pF) și (16-150 pF). Invertor
necesare pentru formarea impulsurilor dreptunghiulare standard.

Rezistor (2,7-20 MOhm) determină adâncimea feedback-ului și (18…510 kOhm) – sarcina elementului
.

Dispozitiv de sincronizare

Dispozitivele de sincronizare sunt concepute pentru a lega semnalele de comandă la momentele impulsurilor de ceas. Când sosește un semnal de comandă, un astfel de dispozitiv trebuie să selecteze următorul impuls dintr-o astfel de secvență care este cel mai apropiat în timp, care este apoi folosit ca un impuls de comandă sincronizat.

Adică, dispozitivul de sincronizare leagă toate impulsurile (semnalele) de control extern la dispozitivul de recepție propriul sistem astfel de impulsuri.

O diagramă tipică a dispozitivului de sincronizare arată astfel:

Inițial, ambele declanșatoare sunt în starea „0”. Când apare un puls de control
intră în starea „1”. Prin urmare, cel mai apropiat puls de ceas va întoarce al doilea declanșator la „1”, resetând
la zero. Al doilea impuls al ceasului se va reseta
la „0” și dispozitivul va reveni la starea inițială.

Circuitele de întârziere a impulsului asigură întârziere semnale de pulsîn timp și sunt utilizate pentru selecția timpului, măsurătorile pulsului, coordonarea funcționării dispozitivelor cu impulsuri etc.

Întârzierea poate fi realizată folosind linii de întârziere, circuite electronice de întârziere și schimbătoare de fază.

Liniile de întârziere sunt împărțite în electrice și ultrasonice. Utilizarea liniilor de întârziere (LZ) se bazează pe utilizarea unei viteze constante de propagare a oscilațiilor electromagnetice sau acustice de-a lungul liniei. Utilizarea unuia sau altuia tip de L.Z. depinde de timpul de întârziere necesar. Pentru întârzieri de la fracții la zeci de microsecunde se folosesc linii (cabluri), artificiale linii electrice cu parametri distribuiti

(Fig. 8.1, slide 138, 21 ) Și linii de lanț artificial ICL (Fig. 8.2, diapozitive 22 ) (va fi studiat în continuare).

Pentru întârzieri de la unități și sute de microsecunde la câteva milisecunde, acustic (ultrasunete) linii de întârziere. Principiul lor de funcționare se bazează pe diferența de viteză de propagare a vibrațiilor electrice și mecanice.

Acțiunea ultrasunetelor L.Z. constă în transformarea unui semnal electric într-o vibrație sonoră care se propagă de-a lungul unei conducte de sunet. În liniile ultrasonice cu traductoare piezoelectrice, conversia se realizează printr-o placă de cuarț (Fig. 8.3, slide-urile 139, 23 ).

Mercurul este folosit ca conductor de sunet ( t W= 6,7 us/cm; atenuare d = 0,083 dB/cm), cuarț topit (t W = 1,8 μs/cm; B = 0,007 dB/cm), aliaje de magneziu (t W = 1,7 μs/cm; b = 0,01-0,2 dB/cm).

Pentru a crește întârzierea se folosește canalele sonore cu reflexii multiple (Fig. 8.4, diapozitive 140, 24 ).

Circuite electronice de întârziere vă permit să obțineți o întârziere de la câteva microsecunde la câteva secunde. Avantajele unor astfel de scheme sunt simplitatea lor și capacitatea de a regla întârzierea pe o gamă largă, dezavantajul este stabilitatea lor scăzută în comparație cu liniile. Ca circuit electronicîntârziere, puteți utiliza un comparator de amplitudine cu o tensiune de intrare care variază în funcție de o lege liniară. Prin schimbarea nivelului de comparație, timpul de întârziere este ajustat. Instabilitatea temporară a unor astfel de scheme G = Dt G / t G poate fi redus la 0,1 - 0,05%.

Întârzierea poate fi obținută și folosind circuite de declanșare (Fig. 8.5, slide-urile 141, 25 ) Și fantastroni .

În acest scop, impulsul de ieșire al acestor circuite este diferențiat. Impulsul primit la diferențierea feliei va fi întârziat în raport cu intrarea t Z = T U. Reglând durata pulsului, puteți modifica timpul de întârziere. Instabilitatea întârzierii circuitului de declanșare d = 1-5%, phantastron d = 0,1-1%. Circuitele de întârziere sunt folosite pentru a întârzia lansarea indicatorilor pentru a preda modul de vizualizare a inelului, precum și pentru a sincroniza funcționarea dispozitive de mână.

A doua întrebare de studiu.

Literatură: [L.1], p. 77-83

[L.2], p. 22-26

[L.3], p. 39-43

În multe probleme de inginerie radio, este adesea nevoie de a compara un semnal și copia acestuia, deplasate cu un timp. În special, această situație apare în radar, unde pulsul reflectat de la țintă ajunge la intrarea receptorului cu o întârziere. Compararea acestor semnale între ele, de ex. Stabilirea relației lor în timpul procesării permite determinarea parametrilor mișcării țintei.

Pentru a cuantifica relația dintre un semnal și copia sa decalată în timp, se introduce o caracteristică

, (2.57)

Care se numește funcția de autocorelare(AKF).

Pentru a explica semnificația fizică a ACF, dăm un exemplu în care semnalul este un impuls dreptunghiular cu durată și amplitudine. În fig. 2.9 arată un puls, copia sa deplasată cu un interval de timp și produsul . Evident, integrarea produsului dă valoarea zonei pulsului, care este produsul . Această valoare, când este fixă, poate fi reprezentată printr-un punct în coordonate . La schimbare, vom obține un grafic al funcției de autocorelare.

Să găsim o expresie analitică. Deoarece

apoi substituind această expresie în (2.57), obținem

. (2.58)

Dacă mutați semnalul la stânga, atunci folosind calcule similare este ușor să arătați asta

. (2.59)

Apoi combinând (2.58) și (2.59), obținem

. (2.60)

Din exemplul luat în considerare, se pot trage următoarele concluzii importante care se aplică formelor de undă arbitrare:

1. Funcția de autocorelare nu este semnal periodic scade odată cu creșterea (nu neapărat monoton pentru alte tipuri de semnale). Evident, când ACF tinde, de asemenea, spre zero.

2. ACF atinge valoarea maximă la . În acest caz, este egală cu energia semnalului. Astfel, ACF este energie caracteristica semnalului. După cum ar fi de așteptat, semnalul și copia sa sunt complet corelate (interconectate).

3. Dintr-o comparație a (2.58) și (2.59) rezultă că ACF este chiar funcția argument, adică

.

Caracteristica importanta semnal este interval de corelare. Intervalul de corelație este înțeles ca intervalul de timp în care semnalul și copia acestuia sunt deplasate devin necorelate.

Din punct de vedere matematic, intervalul de corelație este determinat de următoarea expresie

,

sau deoarece este o funcție pară

. (2.61)

În fig. Figura 2.10 prezintă ACF-ul unei forme de undă arbitrare. Dacă construiți un dreptunghi cu o zonă egală cu aria de sub curbă pentru valori pozitive (ramura dreaptă a curbei), a cărui latură este egală cu , atunci a doua latură va corespunde cu .

Să găsim intervalul de corelație pentru un impuls dreptunghiular. Înlocuind (2.58) în (2.60) după transformări simple, obținem:

,

după cum urmează din Fig. 2.9.

Prin analogie cu funcția de autocorelare se estimează gradul de relație dintre două semnale funcția de corelație încrucișată(VKF)

. (2.62)

Să găsim funcția de corelație încrucișată a două semnale: un impuls dreptunghiular cu amplitudine și durată

și un impuls triunghiular de aceeași amplitudine și durată

Folosind (2.61) și calculând separat integralele pentru și , obținem:

Graficele care ilustrează calculele VCF sunt prezentate în Fig. 2.11

Aici liniile punctate arată poziția inițială (la) a impulsului triunghiular.

La expresia (2.61) se transformă în (2.57). Rezultă că ACF este un caz special al CCF cu semnale complet potrivite.

Să notăm principalele proprietăți ale VKF.

1. La fel ca și funcția de autocorelare, VCF este o funcție descrescătoare a argumentului. La VKF tinde spre zero.

2. Valorile funcției de corelație încrucișată la arbitrar sunt valorile energie reciprocă(energie de interacţiune) semnale şi .

3. Când funcția de corelare încrucișată (spre deosebire de funcția de autocorelare) nu atinge întotdeauna un maxim.

4. Dacă semnalele sunt descrise de funcții pare ale timpului, atunci CCF este și el pare. Dacă cel puțin unul dintre semnale este descris de o funcție impară, atunci CCF este, de asemenea, impar. Prima afirmație este ușor de demonstrat dacă calculați CCF a două impulsuri dreptunghiulare de polaritate opusă

Şi

Funcția de corelare încrucișată a unor astfel de semnale

, (2.63)

este o funcție uniformă a argumentului.

În ceea ce privește a doua afirmație, exemplul considerat de calcul al CCF al impulsurilor dreptunghiulare și triunghiulare o demonstrează.

În unele probleme aplicate, inginerii radio folosesc ACF normalizat

, (2.64)

și VKF normalizat

, (2.65)

unde si sunt energiile intrinseci ale semnalelor si . Când valoarea VKF normalizat numit coeficient de corelație încrucișată. Dacă , apoi coeficientul de corelație încrucișată

.

Evident, valorile variază de la -1 la +1. Dacă comparăm (2.65) cu (1.32), putem verifica că coeficientul de corelație încrucișată corespunde valorii cosinusului unghiului dintre vectori și în reprezentarea geometrică a semnalelor.

Să calculăm coeficientul de corelație încrucișată pentru exemplele discutate mai sus. Deoarece energia semnalului de impuls dreptunghiular este

,

și un puls triunghiular

,

atunci coeficientul de corelație încrucișată în conformitate cu (2.62) și (2.65) va fi egal cu . În ceea ce privește al doilea exemplu, pentru două impulsuri dreptunghiulare de aceeași amplitudine și durată, dar cu polaritate opusă, .

Experimental, ACF și VCF pot fi obținute folosind un dispozitiv schema bloc care este prezentat în Fig. 2.12

Când se scoate ACF, un semnal este primit la una dintre intrările multiplicatorului și același semnal este primit la a doua, dar întârziat pentru un timp. Semnal proporțional de produs , suferă operația de integrare. La ieșirea integratorului, este generată o tensiune proporțională cu valoarea ACF la o valoare fixă. Schimbând timpul de întârziere, puteți construi ACF-ul semnalului.

Pentru a construi experimental un VCF, semnalul este alimentat la una dintre intrările multiplicatorului, iar semnalul este alimentat la dispozitivul de întârziere (circuitele de intrare sunt afișate în linii punctate). În caz contrar, dispozitivul funcționează în același mod. Rețineți că dispozitivul descris este apelat corelatorși este utilizat pe scară largă în diverse sisteme radio pentru recepția și procesarea semnalelor.

Până acum am realizat analiza corelației semnale neperiodice cu energie finită. În același timp, nevoia unei astfel de analize apare adesea pentru semnalele periodice, care au, teoretic, energie infinită, dar putere medie finită. În acest caz, ACF și CCF sunt calculate prin medierea perioadei și au semnificația puterii medii (proprie sau, respectiv, mutuală). Astfel, ACF-ul unui semnal periodic este:

, (2.66)

și funcția de corelație încrucișată a două semnale periodice cu perioade multiple:

, (2.67)

Unde - cea mai mare valoare perioadă.

Să găsim funcția de autocorelare a semnalului armonic

,

Unde – frecventa circulara, – faza initiala.

Înlocuind această expresie în (2.66) și calculând integrala folosind relația trigonometrică cunoscută:

.

Din exemplul luat în considerare, putem trage următoarele concluzii, care sunt valabile pentru orice semnal periodic.

1. ACF-ul unui semnal periodic este o funcție periodică cu aceeași perioadă.

2. ACF-ul unui semnal periodic este o funcție pară a argumentului.

3. Când valoarea reprezinta puterea medie care se elibereaza la o rezistenta de 1 ohm si are o dimensiune.

4. ACF-ul unui semnal periodic nu conține informații despre faza inițială a semnalului.

De asemenea, trebuie remarcat faptul că intervalul de corelare a semnalului periodic .

Acum să calculăm funcția de corelație încrucișată a două semnale armonice aceeasi frecventa, dar diferă în amplitudini și faze inițiale

Și .

Folosind (2.67) și efectuând calcule simple, obținem

,

Unde este diferenţa dintre fazele iniţiale ale semnalelor şi .

Astfel, funcția de corelație încrucișată a celor două semnale luate în considerare conține informații despre diferența dintre fazele inițiale. Această proprietate importantă este utilizată pe scară largă în construcția diferitelor dispozitive de inginerie radio, în special, dispozitive de sincronizare pentru unele sisteme de automatizare radio și altele.

Formarea impulsurilor dreptunghiulare de o durată dată

Formarea impulsurilor de-a lungul frontului sau căderii semnalului de intrare este realizată de monovibratoare. Circuitele unor astfel de formatoare, realizate pe LE, sunt prezentate în Fig. 5.2. Impulsuri de monovibratoare asamblate conform schemelor 5.2 OŞi b, sunt create din cauza întârzierii de comutare proprie a LE.

Figura 5.2 – Monostabile cu setarea duratei pulsului cu timpul de întârziere LE

În diagrama din fig. 5.2 O impulsul de ieșire se formează în momentul apariției unei căderi de semnal pozitiv la intrarea de declanșare și se termină când, după un timp n t z (n– un număr impar de invertoare conectate în serie, t z– timpul de întârziere de comutare a unui LE) la a doua intrare a elementului DD1.4 apare un nivel zero logic. Impulsul de ieșire este generat la nivelul zero logic (impuls negativ) și are o durată n t z. Arată în Fig. 5.2 b un circuit de declanșare îmbunătățește forma impulsului de ieșire. Prin căderea semnalului la intrarea de sincronizare de la 1 la 0 JK-declanșatorul este setat la unu. Ieșirea este zero logic prin elemente DD1…DDn ajunge la intrarea inversă a setării declanșatorului asincron la 0 și readuce declanșatorul la starea initiala. Dacă un număr impar de LE sunt utilizate pentru a crea o întârziere, atunci intrarea DD1 ar trebui să fie conectat nu la ieșire, ci la ieșire Q.

Pentru a genera impulsuri a căror durată depășește semnificativ timpul t z, folosiți cronometre R.C.-circuite şi proprietăţi de prag ale LE. Schemele unor astfel de modelatori pe LE TTL sunt prezentate în Fig. 5.2 V, G.

Figura 5.3 – Monovibratoare one-shot cu circuite RC de sincronizare

Un singur vibrator asamblat conform schemei 5.3 O, este declanșat de o scădere a semnalului la intrare de la 1 la 0. În timp ce condensatorul încărcă curentul CU creează pe rezistor R o cădere de tensiune care depășește tensiunea de prag a unei unități de LE, se formează un impuls negativ la ieșire. În momentul realizării U por, cu durata impulsului de ieșire t si, depășind durata de lansare, LE DD1.1Şi DD1.2 intră în regiunea activă a caracteristicii de transfer și circuitul, datorită feedback-ului pozitiv, trece la starea inițială. Un monovibrator realizat conform schemei 5.2 funcționează în mod similar. b, dar aici condensatorul este reîncărcat de la tensiunea zero la tensiunea de intrare DD1.2, egal tensiune de prag zero U por. Duratele impulsurilor de ieșire ale acestor monostabile se găsesc ca .

La construirea modelatoarelor de durată a pulsului folosind setarea timpului R.C.-circuite pe LE KMOPTL conform circuitelor considerate, intre un punct comun RŞi C iar intrarea LE ar trebui să includă un rezistor cu o rezistență de 1...10 kW pentru a limita curentul prin diode de protectie LE când încărcarea condensatorului este restabilită la sfârșitul pulsului.

Lat funcţionalitate Circuitele integrate monostabile speciale generează impulsuri dreptunghiulare individuale de o durată dată. Chip K155AG1, simbol care, atunci când este declanșată de o decădere a pulsului, este prezentată în Fig. 5.4, ​​este un vibrator cu un singur canal.

Figura 5.4 – Chip K155AG1

Durata impulsului generat este setată R.C.-lanţ. Poate fi folosit fie un rezistor intern R int= 2 kW, sau rezistență căptușită R, a cărui rezistență este selectată în interiorul R. Capacitatea condensatorului suspendat CU până la 10 μF și dacă nu există stabilitate a impulsului de ieșire cerințe ridicate, poate ajunge la 1000 μF. La CU 10 pF durata impulsurilor de ieșire este descrisă de formula. Dacă nu există elemente suspendate, sunt generate impulsuri t si– 30…35 ns. Pentru a restabili one-shot-ul la începutul următorului impuls, perioada semnalelor de intrare trebuie să îndeplinească condiția t si 0,9 T în la R= 40 kW t si 0,67 T în la R= 2 kW. Monovibratorul este lansat prin oscilații de la 1 la 0 între intrări A1Şi A2 sau de la 0 la 1 prin intrare ÎN. Modurile de funcționare ale circuitului integrat K155AG1 sunt prezentate în tabel. 5.1. Pentru un început încrezător, panta fronturilor la intrări O trebuie să fie de cel puțin 1 V/μs, la intrare ÎN cel puțin 1 V/s.

Tabelul 5.1

Intrări	Ieșiri	Modul
A1	A2	B
x	x	x			Stare echilibrată
X	X				Lansa

Microcircuitul K155AG3 conține două vibratoare unice cu capacitatea de a reporni din nou în timpul formării unui impuls de ieșire.

Figura 5.5 – Microcircuit K155AG3

Durata impulsului de ieșire este setată prin instalarea unui rezistor extern și a unui condensator. Capacitate maxima Condensatorul nu este limitat, rezistența este luată în limite. Dacă dispozitivul one-shot funcționează în modul de repornire, atunci t u se numără de la ultimul impuls de declanșare. Pentru a implementa modul de operare fără repornire, trebuie să conectați intrarea O cu iesire Q sau autentificare ÎN cu iesire Q, apoi semnalele de ieșire care ajung la intrări ÎN sau Oîn timpul formării unui impuls nu va afecta durata acestuia. În toate cazurile, formarea impulsului poate fi întreruptă prin aplicarea 0 la intrare S.R..

Dacă este necesar să se obțină impulsuri cu o durată stabilă de la fracțiuni de microsecunde la sute de secunde cu curenți de ieșire de până la 200 mA și niveluri ale variabilelor logice compatibile cu nivelurile elementelor TTL și CMOPTL, temporizatoarele one-shot de tip 1006 VI1 cu sunt utilizate elemente de sincronizare externe.

Figura 5.6 – Indicator luminos pe temporizator 1006VI1

În fig. 5.6 discută despre utilizarea unui temporizator ca indicator de iluminare a obiectului. În condiții de lumină scăzută, rezistența fotorezistorului R 3 este mare și alarma funcționează în modul multivibrator, producând impulsuri dreptunghiulare cu o durată cu o pauză între ei. Când există iluminare ridicată, ieșirea detectorului este setată la o tensiune logică zero cu o rezistență de ieșire de aproximativ 10 W. Rezistența este selectată în intervalul 1 kW...10 MW, ținând cont de faptul că curentul prin tranzistorul VT1 nu a depășit 100 mA. Capacitatea condensatorului trebuie să fie cu câteva ordine de mărime mai mare decât capacitatea de intrare și nu este recomandat să o setați sub 100 pF atunci când se formează intervale de timp precise.

Rezistenţă R 2 calculat pe baza furnizării unei tensiuni la pinul 4 al temporizatorului care este mai mică de 0,4 V cu un fotorezistor puternic iluminat R 3. Pentru ca multivibratorul să genereze oscilații atunci când fotorezistorul este iluminat la lumină puternică, rezistențele ar trebui schimbate R 2Şi R 3.

Dispozitivul de semnalizare poate fi folosit și cu alte tipuri de senzori care produc direct nivelurile de semnal 0 și 1.

O estimare a parametrului de întârziere care nu este controlat de decizii poate fi obținută prin mediarea raportului de probabilitate ținând cont de PDF-ul simbolurilor de informații de obținut. Apoi sau se diferenţiază prin pentru a obţine condiţiile pentru estimarea MP .

În cazul binarului (de bază) AM, unde cu probabilitate egală, media asupra datelor dă rezultatul

(6.3.7)

exact la fel ca în cazul estimării de fază. Deoarece pentru mic , aproximarea pătratică

(6.3.8)

Proiectat pentru raporturi semnal-zgomot scăzute. Pentru AM pe mai multe niveluri, putem aproxima statisticile simbolului de informații ale unui PDF Gaussian cu medie zero și varianță unitară. Când facem media peste PDF Gaussian, obținem identic cu (6.3.8). Prin urmare, estimarea poate fi obținută prin diferențiere (6.3.8). Rezultatul este o aproximare MP a estimării timpului de întârziere fără control al deciziei. Derivata lui (6.3.8) conduce la rezultat

(6.3.9)

unde este definit (6.3.5).

Implementarea buclei de urmărire, bazată pe calculul derivatei conform (6.3.9), este prezentată în Fig. 6.3.2.

Fig.6.3.2. Estimare a timpului de întârziere MP nedeterminată pentru un semnal de bază AM

Alternativ, o implementare a buclei de urmărire bazată pe (6.3.9) este ilustrată în Fig. 6.3.3. În ambele structuri vedem că sumarea servește ca un filtru de buclă care conduce OAT. Este interesant de observat asemănarea buclei temporizatorului din Fig. 6.3.3 și bucle Costas pentru estimarea fazei.

Fig.6.3.3. Estimarea timpului de schimbare în buclă deschisă din soluția AM în bandă de bază

Sincronizatoare cu ferestre de întârziere-avansare. Un alt estimator al timpului de întârziere care nu este determinat de decizie utilizează proprietățile simetrice ale semnalului la ieșirea unui filtru sau corelator potrivit. Pentru a descrie această metodă, luați în considerare unda pătrată prezentată în Fig. 6.3.4(a). Ieșirea filtrului potrivit cu primește valoarea maximă în punctul , așa cum se arată în Fig. 6.3.4(b). Astfel, ieșirea filtrului potrivit este o funcție de timp a corelării impulsurilor. Desigur, acest lucru este valabil pentru un anvelopă de impuls arbitrar, astfel încât abordarea pe care o descriem este în general aplicabilă unui impuls de semnal arbitrar. În mod clar, un punct bun pentru a eșantiona ieșirea unui filtru potrivit pentru a obține o ieșire maximă este , i.e. punctul de vârf al funcției de corelare.

Fig.6.3.4. Impulsul dreptunghiular al semnalului (a) și ieșirea filtrului potrivit cu acesta (b)

În prezența zgomotului, identificarea valorii de vârf a unui semnal este în general dificilă. Să presupunem că, în loc să pornim semnalul la punctul de vârf, luăm o probă mai devreme (la punctul ) și mai târziu (la punctul ). Valoarea absolută a probelor timpurii și a probelor târzii va fi mai mică (în medie în prezența zgomotului) decât valoarea absolută la vârf. Deoarece funcția de autocorelare este chiar relativă la timpul optim de eșantionare, valorile absolute ale funcției de corelare în punctul și sunt egale. Având în vedere această condiție, un punct de referință bun este punctul de mijloc între și . Această condiție formează baza unui sincronizator cu ferestre de întârziere-avansare.

Figura 6.3.5 ilustrează o diagramă bloc a unui sincronizator cu ferestre de întârziere-avansare. În această figură, corelatorii sunt utilizați în locul filtrelor potrivite echivalente. Doi corelatori se integrează pe intervalul de simbol, dar un corelator începe integrarea cu câteva secunde mai devreme în raport cu timpul de referință optim estimat, iar al doilea integrator începe integrarea cu câteva secunde mai târziu în raport cu timpul de referință optim estimat. Semnalul de eroare este generat prin luarea diferenței dintre valorile absolute ale ieșirilor a doi corelatori. Pentru a netezi efectul zgomotului asupra probelor de semnal, semnalul de eroare este trecut printr-un filtru trece-jos. Dacă timpul de eșantionare diferă de timpul optim de eșantionare, semnalul de eroare mediu la ieșirea filtrului trece-jos nu este zero, iar secvența de timp este deplasată către întârziere sau avans, în funcție de semnul erorii. Astfel, semnalul de eroare netezit este utilizat pentru a conduce OTC, a cărui ieșire este semnalul de temporizator dorit care este utilizat pentru porți. Ieșirea VCO este, de asemenea, utilizată ca semnal de temporizator pentru generatorul de simboluri, care produce aceeași formă de impuls de bază ca și ieșirea filtrului transmițătorului. Această formă a impulsului este deplasată în timp în direcțiile de conducere și întârziere, iar mostrele rezultate ale semnalului așteptat sunt alimentate la doi corelatori, așa cum se arată în Fig. 6.3.5. Rețineți că, dacă impulsurile de semnal sunt dreptunghiulare, nu este nevoie de un generator de impulsuri de semnal în bucla de urmărire.

Fig.6.3.5. Schema bloc a unui sincronizator cu ferestre de întârziere-avansare

Am văzut că sincronizatorul cu ferestre întârziere-avans se bazează pe un sistem de control în buclă închisă a cărui lățime de bandă este relativ îngustă în comparație cu rata simbolului. Banda de buclă determină calitatea estimării timpului de întârziere. Bucla de bandă îngustă oferă o medie mai mare asupra zgomotului aditiv și îmbunătățește astfel calitatea eșantioanelor estimate, presupunând că timpul de propagare în canal este constant și temporizatorul de transmisie nu se deplasează în timp (sau se deplasează foarte lent în timp). Pe de altă parte, dacă timpul de propagare în canal variază în timp și/sau temporizatorul emițătorului se deplasează și el în timp, atunci lățimea de bandă a buclei ar trebui mărită pentru a asigura urmărirea schimbări rapideîn parametrii de sincronizare a timpului.

În dispozitivele de urmărire, doi corelatori interacționează eficient atunci când simbolurile sunt adiacente. Cu toate acestea, dacă secvența simbolurilor de informații are o medie zero, așa cum este cazul AM și alte tipuri de modulație, contribuția la ieșirile corelatorului de la impulsurile învecinate este mediată la zero în filtrul trece-jos.

În Fig. 6.3.6. În acest caz, semnalul temporizatorului de la OVR conduce și întârzie cu , iar aceste semnale temporizatoare sunt folosite pentru a porți ieșirile celor două corelatoare.

Sincronizatorul cu ferestre de întârziere-avans descris mai sus este un estimator de întârziere a semnalului care nu este determinat de decizie, care aproximează un estimator de probabilitate maximă. Această afirmație poate fi demonstrată prin aproximarea derivatei logaritmului funcției de probabilitate printr-o diferență finită, i.e.

(6.3.10)

Fig.6.3.6. Schema bloc a unui sincronizator cu ferestre pentru întârziere-avans - opțiune alternativă

Dacă înlocuim expresia cu din (6.3.8) în (6.3.10), obținem următoarea aproximare pentru derivată:

(6.3.11)

Dar expresii matematice(6.3.11) descriu fundamental transformările efectuate de un sincronizator cu ferestre de întârziere-avansare, ilustrate în Fig. 6.3.5 și 6.3.6.